（西安工業(yè)大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，西安710021）

隨著電源技術(shù)的發(fā)展以及工業(yè)的需求，逆變電源正向著大功率、高性能的方向發(fā)展。為了增大電源功率，常采用并聯(lián)IGBT 的方式來滿足要求。當(dāng)IGBT模塊并聯(lián)使用時(shí)，并聯(lián)連接架構(gòu)不合理，會(huì)造成IGBT 之間的集電極電流大小不一樣，嚴(yán)重的甚至導(dǎo)致單個(gè)模塊過載引發(fā)停機(jī)造成安全事故。國內(nèi)外專家將IGBT 并聯(lián)不均流以開關(guān)特性不同分為靜態(tài)不均流和動(dòng)態(tài)不均流，并提出了一些改善措施，主要有降額法、電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改變法和主動(dòng)門級控制法[1-4]。

目前IGBT均流策略研究的方向及重點(diǎn)是主動(dòng)門極電壓控制法。該方法通常采用模擬電路構(gòu)建簡單的PI 控制[5]或者采用查表法控制[6]。但對于PI 控制器參數(shù)的整定，一般采用經(jīng)驗(yàn)試湊法，經(jīng)驗(yàn)試湊過程中大電流電壓易造成危險(xiǎn)事故，且無法保證控制系統(tǒng)運(yùn)行在最佳狀態(tài)。

針對上述均流策略所存在的問題，在此首先從理論上對IGBT 穩(wěn)態(tài)電流的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行分析，隨后提出一種基于變論域模糊控制的閉環(huán)調(diào)節(jié)IGBT并聯(lián)靜態(tài)均流策略，最后建立了逆變電路對均流策略進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

1 IGBT 靜態(tài)導(dǎo)通電流控制分析

IGBT 等效結(jié)構(gòu)由連接成偽達(dá)林頓結(jié)構(gòu)的雙極性PNP 晶體管、驅(qū)動(dòng)它的N 溝道MOSFET、各極間寄生電容和柵極內(nèi)阻組成，如圖1所示。

圖1 IGBT 等效電路Fig.1 IGBT equivalent circuit

根據(jù)圖1 的IGBT 的等效電路，文獻(xiàn)[8]建立了IGBT 模型，IGBT 導(dǎo)通電流IC為

式中：K為等效跨導(dǎo)；VT為導(dǎo)通的閾值電壓；Vce為通態(tài)飽和壓降；Vge為柵射極驅(qū)動(dòng)電壓。K 和VT由器件自身參數(shù)決定幾乎不變。

由該模型可以得出，IGBT 靜態(tài)導(dǎo)通電流為

其中，等效跨導(dǎo)和導(dǎo)通的閾值電壓由器件自身參數(shù)決定，而柵極驅(qū)動(dòng)電壓可由人為設(shè)定。

而IGBT 的導(dǎo)通穩(wěn)態(tài)壓降，是指IGBT 導(dǎo)通期間流過的電流在其導(dǎo)通等效電阻上產(chǎn)生的壓降，即

導(dǎo)通電阻R 主要由4個(gè)部分構(gòu)成：Roh為溝道電阻，Ra為積累層電阻，Rj為JFET 電阻，Repi為外延層電阻。導(dǎo)通電阻最主要的組成部分是溝道電阻，而溝道電阻Roh為

式中：L為器件的溝道長度；μns為溝道反型層電子的遷移率；Z為單位面積的溝道寬度；Cox為單位面積的柵氧化層電容。

綜合上述分析，驅(qū)動(dòng)電壓和穩(wěn)態(tài)壓降都會(huì)影響IGBT 的穩(wěn)態(tài)電流，三者之間為相互影響的復(fù)雜關(guān)系，改變其中一個(gè)量都會(huì)影響另外兩個(gè)量，但任意一個(gè)量都無法直接決定另外兩個(gè)量的大小。但可以通過改變IGBT 的柵極導(dǎo)通電壓Vge影響靜態(tài)導(dǎo)通電流的大小。基于此分析實(shí)現(xiàn)IGBT 并聯(lián)靜態(tài)均流控制。

2 IGBT均流策略研究

2.1 控制策略的選擇

經(jīng)上述分析，IGBT 集電極電流有計(jì)算模型，但變量太多，變量之間關(guān)系復(fù)雜難以精確描述，而傳統(tǒng)控制多基于被控對象的準(zhǔn)確模型，并且柵極驅(qū)動(dòng)電壓并不能直接決定靜態(tài)電流。在此情況下，模糊控制就可以解決這種復(fù)雜系統(tǒng)下的控制問題，滿足對系統(tǒng)實(shí)時(shí)控制的需求。其主要原理是根據(jù)專家的實(shí)際控制經(jīng)驗(yàn)建立為模糊規(guī)則庫，然后通過規(guī)則庫進(jìn)行模糊推理，得出控制量，從而實(shí)現(xiàn)對復(fù)雜系統(tǒng)的控制。為了提高模糊控制的精度，在此采用變論域模糊控制算法。

變論域的基本思想是論域上模糊劃分不變的前提下，論域隨著誤差的變小而收縮，亦隨著誤差的變大而擴(kuò)張，通過論域的變換，把專家總結(jié)出來的初始規(guī)則庫變成更加有效的新規(guī)則庫。表面上看，規(guī)則的個(gè)數(shù)沒有變化，但由于論域的收縮而使得規(guī)則局部加細(xì)，相當(dāng)于增加規(guī)則數(shù)，從而提高了控制的精度。

2.2 控制結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

在此所提出的閉環(huán)調(diào)節(jié)IGBT 并聯(lián)靜態(tài)均流的策略結(jié)構(gòu)如圖2所示。該均流策略的基本原理如下：每一個(gè)IGBT 都有一個(gè)控制器，采集當(dāng)前2個(gè)IGBT 的集電極電流，計(jì)算電流不均衡度以及不均衡度的變化量，輸入到控制器，經(jīng)過控制器處理，輸出相對應(yīng)的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，以改變集電極電流，從而實(shí)現(xiàn)靜態(tài)均流。

圖2 閉環(huán)調(diào)節(jié)IGBT 并聯(lián)靜態(tài)均流策略結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of closed-loop regulation IGBT parallel static current sharing strategy

根據(jù)調(diào)節(jié)機(jī)制，設(shè)計(jì)了IGBT 的具體控制結(jié)構(gòu)，如圖3所示。其控制流程如下：

步驟1根據(jù)伸縮因子的函數(shù)模型、電流不均衡度δ 和不均衡度變化量Δδ，計(jì)算出輸入變量和輸出變量的伸縮因子α，β；

步驟2根據(jù)α 和β 計(jì)算出當(dāng)前輸入輸出變量的論域；

步驟3將當(dāng)前輸入變量和論域輸入模糊控制器中，計(jì)算出正向驅(qū)動(dòng)電壓的增加量Δu；

步驟4輸出量Δu 與前一時(shí)刻驅(qū)動(dòng)電壓Vge相加，得出當(dāng)前時(shí)刻驅(qū)動(dòng)電壓，再用該電壓進(jìn)行IGBT驅(qū)動(dòng)。

圖3 單個(gè)IGBT 控制結(jié)構(gòu)Fig.3 Single IGBT control structure

驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，運(yùn)用一種可調(diào)電源為驅(qū)動(dòng)電路提供電能，由模糊控制器產(chǎn)生柵極驅(qū)動(dòng)電壓的目標(biāo)參考值，根據(jù)目標(biāo)值調(diào)節(jié)電源輸出電壓即可。

2.3 模糊控制器的設(shè)計(jì)

模糊控制器是模糊控制系統(tǒng)的核心。一個(gè)模糊控制系統(tǒng)的性能優(yōu)劣，主要取決于模糊控制器的結(jié)構(gòu)、所采用的模糊規(guī)則、合成推理算法及模糊策略。

在此所設(shè)計(jì)的模糊控制器有2個(gè)輸入變量和1個(gè)輸出變量。由于在逆變電路中，IGBT 的集電極電流隨負(fù)載變化而變化，沒有一個(gè)準(zhǔn)確的范圍區(qū)間，而所設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)主要為降低不均衡度。因此，輸入變量分別選擇為當(dāng)前電流不均衡度δ（n）和當(dāng)前不均衡度變化量Δδ（n），且Δδ（n）=δ（n）-δ（n-1），其中δ（n），δ（n-1）分別為采集第n次、第n-1次IGBT 發(fā)射極電流后計(jì)算出的電流不均衡度；輸出變量為IGBT 柵極驅(qū)動(dòng)電壓的增量Δu。不均衡度為

式中：ICEn為第n個(gè)IGBT 的靜態(tài)電流。

輸入變量電流不均衡度和不均衡度變化率的初始論域?yàn)椋?1，1］，輸出初始論域?yàn)椋?2，2］，并在這3個(gè)論域上等距離劃分為7，并取三角函數(shù)為隸屬度函數(shù)。

變論域具體方法：假設(shè)輸入變量的論域?yàn)閄i=［-Ei，Ei］，輸出變量的初始論域設(shè)Y=［-U，U］，經(jīng)過變換后的論域記為Xi=［-αi（t）Ei，αi（t）Ei］，Y=［-β（t）U，β（t）U］。其中αi（t）和β（t）為論域的伸縮因子。

根據(jù)文獻(xiàn)[9]，選擇式（6）（7）作為輸入變量、輸出量論域的伸縮因子，即

式中：KI為比例因子；β（0）為輸出論域伸縮因子初值；Pi為輸入變量權(quán)重常數(shù)向量，Pi=［p1，p2，…，pi］；ei（τ）為誤差矢量；n為輸入變量數(shù)量。

在此上述伸縮因子中的參數(shù)分別選取為

模糊規(guī)則庫建立：在實(shí)際工作電路各種參數(shù)確定的情況下，根據(jù)測試數(shù)據(jù)，建立一種驅(qū)動(dòng)電壓與穩(wěn)態(tài)電流的規(guī)則關(guān)系，利用該規(guī)則建立模糊規(guī)則庫。模糊規(guī)則的形式為

根據(jù)上述原則得到的模糊規(guī)則見表1。最后，去模糊化的方法選擇系數(shù)加權(quán)平均法。

表1 模糊控制規(guī)則Tab.1 Fuzzy control rules

3 均流策略驗(yàn)證

為了得到更加精確地仿真度，在此利用PSPICE（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）和MatLab 的slps 接口技術(shù)聯(lián)合仿真[10]，在PSPICE中進(jìn)行逆變電路的搭建和仿真，在MatLab 中仿真運(yùn)行控制策略來對IGBT 進(jìn)行控制。

在PSPICE 中搭建的逆變電源仿真電路如圖4所示，為電壓型半橋逆變電路，上下半橋臂各有2個(gè)并聯(lián)的IGBT，負(fù)載為串聯(lián)RLC。通過網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號與MatLab 里搭建的控制器相連接。仿真電路的各項(xiàng)參數(shù)如下：IGBT 型號為CM200DY-24H，母線電壓為600 V，輸出頻率10 kHz，負(fù)載R=2 Ω，L=10 mH，C=22.35 μF。初始驅(qū)動(dòng)電壓Vge=14 V。

在MatLab 里搭建控制仿真，如圖5所示。由于MatLab 自帶的模糊邏輯工具箱不支持變論域功能，故在此采用MatLab Fan 來編寫模糊控制器[10]。

圖4 PSPICE 電路仿真Fig.4 PSPICE circuit simulation

圖5 MatLab 控制仿真Fig.5 MatLab control simulation

在Z4 的輸出線路上串聯(lián)一個(gè)0.002 Ω 電阻，用于模擬IGBT 靜態(tài)不均流。此時(shí)電路中Z3，Z4 的集電極電流如圖6所示，此時(shí)Z3，Z4 的靜態(tài)電流的不均衡度為δ=±12.49%。

采用變論域模糊控制的仿真結(jié)果如圖7所示，此時(shí)IGBT 的靜態(tài)不均衡度為δ=±2.7%。

為了比較目前常用的PI 控制與本文提出的變論域模糊控制方法的性能，設(shè)計(jì)了對比仿真試驗(yàn)。采用PI 控制進(jìn)行仿真的結(jié)果如圖8所示。

圖6 Z3，Z4 導(dǎo)通電流Fig.6 Z3，Z4 conduction current

圖7 變論域模糊控制的均流效果Fig.7 Current sharing effect of variable universe fuzzy control

圖8 PI 控制均流效果Fig.8 PI control current sharing effect

這2種方法所用IGBT 和逆變電路的參數(shù)相同，在仿真時(shí)長同為3 s 的情況下，比較結(jié)果見表2。由表可知，采用變論域模糊控制參數(shù)的方法優(yōu)于PI 控制，能更好地降低電流不均衡度，響應(yīng)速度更快。

表2 兩種方法的定量比較Tab.2 Quantitative comparison of two methods

4 結(jié)語

針對IGBT 并聯(lián)使用時(shí)出現(xiàn)靜態(tài)不均流問題，根據(jù)模型和公式關(guān)系從理論角度分析了影響靜態(tài)電流因素，找到了可以用于控制解決不均流問題的被控量——驅(qū)動(dòng)電壓。針對目前常用PI 控制存在的參數(shù)整定難，均流效果無法達(dá)到最佳等問題，提出了基于變論域模糊控制的閉環(huán)調(diào)節(jié)IGBT 并聯(lián)靜態(tài)均流策略，變論域模糊控制在未增加模糊劃分的前提下，通過論域隨誤差的變化進(jìn)行收縮，變相地增加了控制規(guī)則，從而提高了精度。通過對比仿真試驗(yàn)，結(jié)果證明了使用變論域模糊控制這一均流策略，能夠使控制系統(tǒng)運(yùn)行效率更佳而且有效地降低不均衡度，可以很好地解決IGBT 并聯(lián)時(shí)遇到的不均流問題。