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        基于CNYFR的寬帶信號(hào)接收技術(shù)研究

        2020-10-15 05:55:06常安琪
        火控雷達(dá)技術(shù) 2020年2期
        關(guān)鍵詞:信號(hào)檢測(cè)

        常安琪 徐 偉

        (西安電子工程研究所 西安 710100)

        0 引言

        隨著雷達(dá)技術(shù)的持續(xù)發(fā)展,多樣化的信號(hào)形式、多變的調(diào)制方式、不斷拓寬的雷達(dá)信號(hào)頻段等因素,都將給雷達(dá)偵察接收機(jī)的設(shè)計(jì)帶來(lái)挑戰(zhàn)。在復(fù)雜的電子偵察環(huán)境中,雷達(dá)的頻譜范圍約5 MHz~95 GHz[1],偵察接收機(jī)需具備足夠的瞬時(shí)截獲帶寬來(lái)接收超寬帶雷達(dá)信號(hào)。

        目前,主流的電子戰(zhàn)接收機(jī)基本上采用了ADC結(jié)合數(shù)字信道化的寬開截獲方案。雖然其具備高靈敏度、全截獲概率等優(yōu)點(diǎn),但是,ADC器件現(xiàn)有發(fā)展水平很難與日益拓展的信號(hào)帶寬和動(dòng)態(tài)范圍相匹配。面對(duì)新體制下的超寬帶雷達(dá)信號(hào)帶來(lái)的挑戰(zhàn),迫切需要通過低速ADC實(shí)現(xiàn)寬帶信號(hào)采集的方案。Nyquist折疊接收(NYFR)結(jié)構(gòu)作為一種典型的新式接收結(jié)構(gòu)[2],不僅突破了Nyquist采樣定理的限制[3],而且使用較少的資源量實(shí)現(xiàn)理論上的瞬時(shí)全頻段接收。

        本文以NYFR結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ),對(duì)NZ編碼式[4]的雙諧波本振NYFR進(jìn)行了研究,對(duì)不同信號(hào)參數(shù)、信噪比條件下的信號(hào)載頻估計(jì)性能進(jìn)行仿真分析,并對(duì)當(dāng)前算法的技術(shù)改進(jìn)提出了展望。

        1 CNYFR

        編碼式奈奎斯特折疊接收機(jī)(Code Nyquist Folding Receiver,CNYFR),是在諧波本振中加入編碼信息,對(duì)寬帶輸入信號(hào)進(jìn)行混頻,本振的諧波等間隔地分布在監(jiān)測(cè)帶寬內(nèi),且每個(gè)諧波都有不同的編碼調(diào)制特征。

        1.1 CNYFR結(jié)構(gòu)

        CNYFR的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

        圖1 CNYFR結(jié)構(gòu)示意圖

        圖1中,假設(shè)輸入信號(hào)是單頻信號(hào)。首先,輸入信號(hào)通過低通濾波器LPF1,去掉帶外噪聲,得到信號(hào)x(t);接著,x(t)與pi(t),i=1,2,…,Nb,相乘獲得調(diào)制信號(hào)ri(t)=x(t)pi(t),i=1,2,…,Nb,其中pi(t)表示第i個(gè)本振信號(hào),Nb表示本振信號(hào)的總個(gè)數(shù);然后ri(t)通過低通濾波器LPF2,其中濾波器的帶通(-fs/2,fs/2),fs為ADC的采樣頻率,得到信號(hào)si(t);最后,對(duì)si(t)進(jìn)行ADC采樣,得到si(n);接著送入DSP進(jìn)行NZ參數(shù)的估計(jì)。

        本振信號(hào)pi(t)的基本參數(shù)fs,相位θ(n)和初相φ0由直接數(shù)字頻率合成器DDS產(chǎn)生。在NYFR結(jié)構(gòu)中,當(dāng)本振信號(hào)個(gè)數(shù)Nb=2時(shí),引入編碼機(jī)制,生成寬帶調(diào)制信號(hào)p1(t)和p2(t),對(duì)整個(gè)監(jiān)測(cè)帶寬內(nèi)的奈奎斯特區(qū)域(Nyquist Zone,NZ)進(jìn)行劃分。首先,將監(jiān)測(cè)帶寬Bd劃分為N個(gè)子帶,每個(gè)子帶的帶寬均為K1fs,其中K1為編碼因子。相當(dāng)于把每個(gè)子帶帶寬Bd/N進(jìn)一步劃分為K1個(gè)NZ,每個(gè)NZ的帶寬為Bd/NK1,即Bd=NK1fs。為了得到不同的諧波調(diào)制特征,設(shè)計(jì)p1(t)的帶寬分布在每個(gè)子帶內(nèi)都相同,子帶內(nèi)各NZ的帶寬按照kBθ遞增,其中k=1,2,…,K1,Bθ是θ(t)的帶寬,θ(t)為本振信號(hào)的相位調(diào)制函數(shù)。根據(jù)此規(guī)則,p1(t)可以表示為

        (1)

        其中,φ0為該本振信號(hào)初相。

        相應(yīng)地,p2(t)的帶寬在各子帶間按照nBθ增長(zhǎng),子帶內(nèi)各NZ帶寬相同,可得

        (2)

        θ(t)取二次相位函數(shù)

        (3)

        其中T為信號(hào)脈寬。

        由式(1)、式(2)、式(3),可通過參數(shù)n、k取值的不同,構(gòu)成不同的帶寬編碼信息,從而實(shí)現(xiàn)監(jiān)測(cè)帶寬內(nèi),每個(gè)NZ都對(duì)應(yīng)獨(dú)有的編碼方式。例如當(dāng)子帶個(gè)數(shù)N=2,編碼因子K1=5時(shí),具體對(duì)應(yīng)關(guān)系如表1所示。

        表1 本振相位調(diào)制函數(shù)表

        1.2 數(shù)學(xué)模型

        以捷變頻信號(hào)為例,x(t)可以表示為

        (4)

        NYFR的關(guān)鍵在于將帶寬輸入信號(hào)位于不同的NZ成分搬移至基帶,根據(jù)本振信號(hào)在各NZ的不同調(diào)制信息,從NYFR的輸出中獲得輸入寬帶信號(hào)的信息。那么,可以采用式(1)、式(2)作為本地調(diào)制信號(hào)的形式,對(duì)應(yīng)的最大截獲帶寬為

        BI=(NK1+1/2)fs

        (5)

        混頻后經(jīng)LPF2濾波可以得到

        (6)

        (7)

        從式(7)可以看出,kJ,q表征待檢測(cè)信號(hào)頻率所屬的子帶,kI,q表征待檢測(cè)信號(hào)所屬某子帶中的間隔,也證明了這兩編碼信息可以確定唯一的NZ,推導(dǎo)可得

        kH,q=kI,q+K1(kJ,q-1)

        (8)

        對(duì)s1(t)、s2(t)采樣得

        (9)

        (10)

        其中,Ts=1/fs為采樣間隔。

        從式(9)可以得出,在輸出s1(n)中,第q個(gè)子脈沖對(duì)應(yīng)的信號(hào)為寬帶信號(hào),其中心頻率、帶寬和初始相位分別為fq-fskH,q、Bs1=kI,qBθ和φq-kH,qφ0。同理從式(10)可以得出,在輸出s2(n)中,第q個(gè)子脈沖對(duì)應(yīng)的信號(hào)也為寬帶信號(hào),其中心頻率、帶寬和初始相位分別為fq-fskH,q、Bs1=kJ,qBθ和φq-kH,qφ0。s1(n)和s2(n)具有相同的中心頻率、初始相位,但是信號(hào)帶寬不同。

        1.3 頻率不混疊條件

        信號(hào)s1(t)和s2(t)的頻率分量分布在頻率為[-fs/2,fs/2)的Nyquist域中,由于kI,q∈{1,…,K1},根據(jù)Nyquist采樣理論,采樣不混疊的條件是

        (11)

        1.4 NZ估計(jì)

        由1.2可得經(jīng)過本振調(diào)制后最終能獲得載頻為fCNYFR=fq-fskH,q的信號(hào),其頻點(diǎn)由fq、fs和kH,q共同決定。在對(duì)奈奎斯特區(qū)域進(jìn)行估計(jì)之前,假設(shè)已通過相關(guān)算法對(duì)檢測(cè)信號(hào)的有無(wú)進(jìn)行檢測(cè)。本文首先計(jì)算s1(n)的時(shí)頻分布PWVD,然后檢測(cè)時(shí)頻分布脊線的幅度來(lái)估計(jì)信號(hào)帶寬,定義[5]如下

        (12)

        其中,h(τ)為窗函數(shù)。

        由時(shí)頻分布求解奈奎斯特區(qū)域的過程可分為4個(gè)步驟,如圖2所示。

        圖2 NZ估計(jì)流程

        (13)

        為了更好地評(píng)估上述算法的性能,引入頻率估計(jì)的正確判決率(PCD)[6]和歸一化均方根誤差(NRMSE)這兩個(gè)概念,具體定義為

        (14)

        (15)

        其中RT為正確判決次數(shù),ST為總實(shí)驗(yàn)次數(shù),本文中頻率估計(jì)正確的標(biāo)準(zhǔn)為|fk-f|≤0.01 GHz,ST取100;f為被估測(cè)參數(shù)真值,fk為參數(shù)估計(jì)值。

        2 CNYFR仿真研究

        仿真條件:信號(hào)載頻fq,基礎(chǔ)調(diào)制帶寬Bθ,信噪比SNR,子帶個(gè)數(shù)N=2,編碼因子K1=5,檢測(cè)帶寬Bd=2 GHz,采樣頻率fs=0.2 GHz。

        2.1 本振信號(hào)

        本振p1(t)、p2(t)的頻譜圖如圖3所示。

        圖3 本振信號(hào)頻譜圖

        從圖3中可以看出,p1(t)的頻譜以5為周期重復(fù)出現(xiàn),且?guī)捴饾u增加;p2(t)的諧波帶寬只有2種,每一種頻譜都對(duì)應(yīng)p1(t)的一個(gè)周期,與表1的理論結(jié)果相吻合。

        2.2 待檢測(cè)信號(hào)

        1)假設(shè)待檢測(cè)信號(hào)為單頻信號(hào),信號(hào)載頻fq=0.68 GHz,基礎(chǔ)調(diào)制帶寬Bθ=5 MHz。在無(wú)噪聲條件下,可以得出待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖。

        2)假設(shè)待檢測(cè)信號(hào)為單頻信號(hào),信號(hào)載頻fq=0.68 GHz,取變化的調(diào)制帶寬Bθ=1~20 MHz作為自變量進(jìn)行仿真。在無(wú)噪聲條件下,可以得出待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖如圖5所示。

        圖4 頻域和時(shí)頻圖

        圖5 待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖

        由圖5(a)、圖5(b)可以得出,在已知仿真條件下,當(dāng)本振信號(hào)帶寬在頻譜不混疊范圍內(nèi)變化時(shí),載頻估計(jì)值在其真值附近上下浮動(dòng),估計(jì)誤差也可以保持在一個(gè)很小的范圍內(nèi)。而且,信號(hào)載頻的估計(jì)效果與本振帶寬的變化之間并不具備明顯的線性關(guān)系,呈現(xiàn)出一種不規(guī)則的波動(dòng)。

        3)假設(shè)待檢測(cè)信號(hào)為單頻信號(hào),信號(hào)載頻fq=0.68 GHz,基礎(chǔ)調(diào)制帶寬Bθ=5 MHz。在信噪比SNR取[-5,10]dB的條件下,可以得出PCD隨SNR變化趨勢(shì)仿真圖和NRMSE隨SNR變化趨勢(shì)仿真圖。

        如圖6(a)所示,當(dāng)信噪比SNR≥-1 dB時(shí),奈奎斯特區(qū)域的正確判決率PCD可達(dá)90%以上;如圖6(b)所示,當(dāng)信噪比SNR≥0 dB時(shí),歸一化均方根誤差值NRMSE將小于0.05,可見該計(jì)算方法的性能良好。

        4)假設(shè)待檢測(cè)信號(hào)為L(zhǎng)FM信號(hào),信號(hào)載頻fq1=0.68 GHz,fq2=0.84 GHz,fq3=1.26 GHz,帶寬分別取5 MHz、10 MHz和15 MHz,本振p1(t)、p2(t)的形式取式(1)、式(2),基礎(chǔ)調(diào)制帶寬Bθ=5 MHz。信噪比SNR=5 dB,可以得出待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖如圖7所示。

        圖6 PCD與NRMSE隨SNR變化圖

        圖7 待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖

        如圖7(b)所示,即便在信噪比較小的條件下,時(shí)頻線的分布依然可以判斷出信號(hào)的個(gè)數(shù)為3,通過論文中的方法可估計(jì)得信號(hào)載頻分別為0.6793 GHz、0.8395 GHz和1.2597 GHz,這與預(yù)設(shè)值是基本一致的。因此可以說明,該方法不僅適用于單載頻信號(hào),也適用于LFM信號(hào)。

        5)假設(shè)待檢測(cè)信號(hào)為單頻信號(hào),信號(hào)載頻變化范圍fq=[0.11∶0.01∶2]GHz,基礎(chǔ)調(diào)制帶寬Bθ=5 MHz。在無(wú)噪聲條件下,可以得出待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖如圖8所示。

        圖8 待檢測(cè)信號(hào)調(diào)制后的仿真圖

        如圖8(a)、圖8(b)所示,當(dāng)原始信號(hào)的載頻在[0.11,2]GHz之間變化時(shí),大多數(shù)頻率點(diǎn)能夠?qū)崿F(xiàn)正確估計(jì),但在部分頻率點(diǎn),如0.5 GHz、0.7 GHz和0.9 GHz等附近的頻率點(diǎn),估計(jì)載頻與初始載頻有較大的偏差,相應(yīng)的誤差值也很大??梢钥闯觯e(cuò)誤估計(jì)的頻率點(diǎn)正好處于NZ的邊緣,說明估計(jì)結(jié)果的正確性由待檢測(cè)信號(hào)的載頻和NZ的選取共同決定。

        3 CNYFR算法總結(jié)

        通過1、2節(jié)對(duì)CNYFR算法的研究與仿真,總結(jié)結(jié)論如下:

        1)CNYFR算法對(duì)于單載頻信號(hào)和LFM信號(hào)都有良好的估計(jì)效果。

        2)由于每一個(gè)NZ都具備獨(dú)有的編碼調(diào)制信息,因此當(dāng)同時(shí)存在多個(gè)待檢測(cè)信號(hào)時(shí),依然可以通過其不同的調(diào)制特征進(jìn)行識(shí)別和估計(jì)。

        3)在帶寬不混疊的約束條件下,不同的本振帶寬選取對(duì)信號(hào)載頻的估計(jì)影響不大,不具備明顯趨勢(shì)。且針對(duì)不同的信號(hào)載頻,不同的本振帶寬估計(jì)性能也不同。

        4)在不同SNR條件下,信號(hào)頻率的估計(jì)效果也不同。顯然,SNR越大,恢復(fù)效果越好。本文中的CNYFR算法,在SNR=0dB的條件下,已基本能實(shí)現(xiàn)正確識(shí)別。

        5)若信號(hào)載頻落在NZ的邊緣,對(duì)于信號(hào)所屬的NZ判斷會(huì)發(fā)生偏差,文中方法將無(wú)法給出正確的估計(jì)結(jié)果。

        4 CNYFR技術(shù)展望

        本文主要研究了基于NZ編碼的NYFR改進(jìn)型結(jié)構(gòu),采用LFM信號(hào)作為本地調(diào)制信號(hào),對(duì)本振帶寬分布方式進(jìn)行編碼,提高了NYFR接收機(jī)的監(jiān)測(cè)帶寬,獲得更優(yōu)的NZ及頻率估計(jì)性能。同時(shí),給出了基于3 dB帶寬的奈奎斯特區(qū)域估計(jì)方法,取得了良好的效果。然而,從理論分析和仿真結(jié)果來(lái)看,CNYFR算法結(jié)構(gòu)依然存在著一些問題。

        1)Nyquist邊緣區(qū)模糊,即NZ邊緣處區(qū)域存在性及唯一性問題。

        2)在信號(hào)個(gè)數(shù)多、信號(hào)形式復(fù)雜和外部噪聲共同存在的條件下,CNYFR結(jié)構(gòu)的適應(yīng)性較差,容易發(fā)生頻譜混疊、無(wú)法提取初相信息等問題。

        3)為了使不同的NZ都具備其獨(dú)有的編碼信息,在設(shè)計(jì)本振信號(hào)時(shí)需要考慮到滿足要求的邊界條件,邊界條件越明晰,估計(jì)結(jié)果也會(huì)更準(zhǔn)確。文中的方法,是以頻譜不混疊為邊界條件,對(duì)不同頻率的信號(hào),普遍適用性較差。

        因此,一方面,CNYFR結(jié)構(gòu)未來(lái)應(yīng)著重研究Nyquist邊緣區(qū)域的解模糊問題,探索NZ存在且唯一的充要條件,并以此來(lái)調(diào)整目前本振信號(hào)的編碼形式,從而實(shí)現(xiàn)對(duì)于待檢測(cè)信號(hào)理論接收范圍內(nèi)的全頻段估計(jì)。另一方面,CNYFR結(jié)構(gòu)應(yīng)進(jìn)一步適配復(fù)雜多信號(hào)接收的情況,對(duì)接收信號(hào)降噪處理、實(shí)現(xiàn)多信號(hào)分選和臨界條件的進(jìn)一步細(xì)化等方面可以展開研究。

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