楊德文 陳昌華 史彥超 肖仁珍 滕雁范志強(qiáng)2) 劉文元 宋志敏 孫鈞

1) (西北核技術(shù)研究院高功率微波重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 西安 710024)

2) (清華大學(xué), 北京 100084)

1 引 言

相對論返波管[1?4](relativistic backward wave oscillator, RBWO)是具有潛力的高功率微波(high power microwave, HPM)產(chǎn)生器件之一,其具有輸出功率高、轉(zhuǎn)換效率高、適合高重復(fù)頻率工作, 以及設(shè)計(jì)方法具有良好的頻率可拓展性等特點(diǎn)[4?10]. 一般而言, 相對論返波管由無箔二極管、高頻結(jié)構(gòu)、電子束收集極以及引導(dǎo)磁體組成.其中: 無箔二極管產(chǎn)生強(qiáng)流相對論電子束(intense relativistic electron beam, IREB); 高頻結(jié)構(gòu)主要由慢波結(jié)構(gòu)(slow wave structure, SWS)和經(jīng)過特殊設(shè)計(jì)的諧振腔等組成, 是發(fā)生波束互作用的主要位置; 電子束收集極收集強(qiáng)流相對論電子束; 引導(dǎo)磁體產(chǎn)生磁場, 引導(dǎo)相對論電子束沿磁力線運(yùn)動.

相對論返波管的研究始于19 世紀(jì)70 年代, 當(dāng)時轉(zhuǎn)換效率僅有0.05%, 輸出功率為100 MW[1].自此, 高轉(zhuǎn)換效率是研究人員追求的主要目標(biāo)之一. 基于截止頸型相對論返波管, 國外已有研究表明, 在不考慮空間電荷效應(yīng)時, 理論上相對論返波管的轉(zhuǎn)換效率可達(dá)到60%, 在實(shí)驗(yàn)中采用非均勻慢波結(jié)構(gòu)的相對論返波管在實(shí)驗(yàn)中獲得40%的轉(zhuǎn)換效率[11].

然而, 對于數(shù)GW 更高效率微波產(chǎn)生器件的研制還需要突破諸多限制, 如: 恰當(dāng)調(diào)制相對論電子束, 充分提取電子束的動能, 抑制高頻結(jié)構(gòu)中的射頻擊穿等. 對束流強(qiáng)度為數(shù)kA、束流密度為數(shù)十kA/cm2的相對論電子束進(jìn)行調(diào)制, 并使其形成良好的群聚以及充分提取束流動能是困難的.對于效率接近50%的相對論返波管, 高頻結(jié)構(gòu)表面的電場強(qiáng)度往往較高, 通常超過1 MV/cm,容易造成射頻擊穿, 進(jìn)而對波束互作用產(chǎn)生不良的影響[10,12,13].

為了進(jìn)一步提高相對論返波管的效率, 國內(nèi)外研究人員開展了大量研究. 在數(shù)值模擬中, 轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到70%[5,6]. 在實(shí)驗(yàn)中, 數(shù)GW 微波輸出時, C 波段、X 波段和Ku 的轉(zhuǎn)換效率分別達(dá)到了47%[6], 45%[10,14]和42%[15]. 特別地, 我們提出的速調(diào)型相對論返波管(klystron-like RBWO)[5], 是一種混合波束作用機(jī)理的高功率微波產(chǎn)生器件, 結(jié)合了切倫柯夫輻射和渡越輻射機(jī)制. 與一般相對論返波管不同的是, 在慢波結(jié)構(gòu)中間引入漂移段改善束流預(yù)調(diào)制, 在慢波結(jié)構(gòu)末端連接提取腔, 利用渡越輻射機(jī)制可進(jìn)一步提取束流動能, 達(dá)到大幅提高效率的目的.

近來, 我們報(bào)道了一種高頻結(jié)構(gòu)由預(yù)調(diào)制腔、帶脊的諧振腔反射器和帶漂移段的慢波結(jié)構(gòu)以及提取腔組成的X 波段速調(diào)型相對論返波管(如圖1所示). 在實(shí)驗(yàn)中微波功率為2 GW、轉(zhuǎn)換效率為45%[10,16]. 在此基礎(chǔ)上, 對該器件開展了進(jìn)一步研究, 本文將介紹相關(guān)的研究進(jìn)展.

圖1 一種高效率速調(diào)型相對論返波管結(jié)構(gòu)圖 (1 預(yù)調(diào)制腔; 2 調(diào)制脊; 3 慢波結(jié)構(gòu); 4 提取腔; 5 電子束收集極;6 諧振腔反射器; 7 電子束; 8 引導(dǎo)磁體; 9 陰極)Fig. 1. Schematic of a high efficiency klystron-like RBWO.(1 pre-modulation cavity; 2 modulation ridge; 3 slow wave structure; 4 extraction cavity; 5 electron beam collector;6 resonant reflector; 7 electron beam; 8 guiding magnet;9 cathode).

2 理論分析

2.1 束流預(yù)調(diào)制

為了實(shí)現(xiàn)RBWO 高效率輸出, 良好調(diào)制的束流是必要條件之一. 研究發(fā)現(xiàn), 在RBWO 中采用多級預(yù)調(diào)制結(jié)構(gòu), 通過多級調(diào)制場之間的配合, 可以有效改善束流的調(diào)制狀態(tài), 達(dá)到提升轉(zhuǎn)換效率的目的. 一般情況下, 預(yù)調(diào)制腔采用TM020的諧振腔,利用其中的縱向電場對束流進(jìn)行預(yù)調(diào)制.

考慮如圖2 所示的預(yù)調(diào)制結(jié)構(gòu). 束流電子在預(yù)調(diào)制腔A 中電場的作用下, 產(chǎn)生速度調(diào)制. 經(jīng)過漂移后形成密度調(diào)制. 為了改善束團(tuán)的群聚狀態(tài), 預(yù)調(diào)制腔B 中電場需與A 中的電場反相. 設(shè)t1時刻、z1位置的電場為

式中,t2時刻,z2位置的電場為

式中E1和E2分別為兩個位置調(diào)制電場幅值.

電子經(jīng)過z1、z1兩個位置時的電場反相, 即

考慮到電子的平均漂移速度為vd, 則

式中L1為兩個調(diào)制腔間距. 于是L1需滿足

即L1(ω/vd+βz)=(2n+1)π , 式中n為整數(shù).

對于圖1 所示RBWO, 圖3 給出了數(shù)值模擬中兩個調(diào)制腔間距L1對效率的影響, 并且依據(jù)(5)式給出了調(diào)制電場相位差隨L1的變化. 理論表明, 當(dāng)兩個調(diào)制腔中的電場反相, 即L1(ω/vd+βz)/π=(2n+1) 時, 有利于束流調(diào)制, 器件效率較高,如L1為 39 mm 和56 mm 的情形; 當(dāng)調(diào)制電場同相, 即L1(ω/vd+βz)/π=2n時, 不利于束流調(diào)制,器件效率較低, 如L1= 47 mm 的情形. 結(jié)果表明,理論結(jié)果與PIC 數(shù)值模擬吻合較好.

圖2 含兩個預(yù)調(diào)制腔的預(yù)調(diào)制結(jié)構(gòu)Fig. 2. Pre-modulation structure with two cavities.

圖3 兩個調(diào)制腔間距L1 對效率的影響Fig. 3. Effect of the two modulation cavity spacing L1 on efficiency.

2.2 束流能量提取

高頻結(jié)構(gòu)中的電場對束流作用的功率為[17]

式中,J為束流密度,Ez(rb)為束流半徑rb位置的縱向電場. 為了提升轉(zhuǎn)換效率, 一方面可以增強(qiáng)局部電場(如提取腔等), 集中提取束流動能; 另一方面, 可以優(yōu)化束流與慢波結(jié)構(gòu)中電場的匹配關(guān)系,增強(qiáng)束流位置的電場, 使得束流動能被更有效提取.

在增強(qiáng)局部電場方面, 提取腔是速調(diào)型RBWO 提取束流動能、提高轉(zhuǎn)換效率的關(guān)鍵部件,通常為工作在TM020模式的矩形腔, 如圖4(a)所示. 對于提取束團(tuán)能量的時刻, 其中的電場分布大致如圖4 所示. 但隨著場強(qiáng)的提高, 提取腔表面的場強(qiáng)也隨著增加, 擊穿風(fēng)險(xiǎn)增加. 在實(shí)驗(yàn)中, 也發(fā)現(xiàn)提取腔擊穿限制了效率提升[10].

圖4 提取腔改進(jìn)的示意圖 (a)矩形提取腔; (b)“理想”提取腔Fig. 4. Schematic of enhanced extraction cavity: (a) Rectangular extraction cavity; (b) perfect extraction cavity.

為了提高提取腔的功率容量, 現(xiàn)有的方法包括對提取腔倒圓角、采用雙TM020提取腔[18]、采用分布式能量提取結(jié)構(gòu)[13]以及TM021模式提取腔[12]等. 其中, 對提取腔進(jìn)行倒角, 能夠在一定程度上緩解由于內(nèi)表面尖角造成的場增強(qiáng), 但是改善功率容量的效果有限. 雙TM020提取腔能夠在一定程度上降低提取腔內(nèi)表面場強(qiáng), 但是每個單獨(dú)的腔體仍然工作于TM020模式, 單個腔體內(nèi)表面的場強(qiáng)依然較高. 對于分布式能量提取結(jié)構(gòu), 可使得提取腔的場強(qiáng)顯著減小. 但是, 該方法在器件末端引入同軸結(jié)構(gòu), 使得提取結(jié)構(gòu)復(fù)雜. 另外, 耦合結(jié)構(gòu)輸出結(jié)構(gòu)中的場強(qiáng)較大, 存在較大擊穿風(fēng)險(xiǎn). 對于工作在TM021模式提取腔, 在效率接近50%的條件下, 可以將提取腔的場強(qiáng)減低48%, 但是進(jìn)一步提高效率困難.

為了緩解高效率與提取腔表面強(qiáng)場的矛盾, 一個物理思路是將有效減速場向束流位置“聚焦”, 使得提取腔表面電場減弱, 同時有效減速電場依然較大, 原理圖如圖4(b)所示.

為了達(dá)到圖4(b)所示的“理想”場分布, 需要尋找一種特殊形狀的提取腔. 眾所周知, 對于理想導(dǎo)體, 表面電場垂直與導(dǎo)體表面. 因此, 可以通過提取腔形狀(或縱切面曲線的曲率)控制局部電場分布. 我們發(fā)現(xiàn), 提取腔縱剖面為1/4 橢圓和1/4 圓弧配合時, 能夠近似實(shí)現(xiàn)圖4(b)所示的物理設(shè)計(jì). 圖5 給出了矩形提取腔和橢圓提取強(qiáng)的結(jié)構(gòu)示意圖. 其中, 橢圓曲線滿足方程

下面比較兩種提取腔的功率容量. 基于圖1 所示的RBWO, 在相同的輸出頻率、輸出功率和轉(zhuǎn)換效率時, 兩種提取腔的結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1 和表2所示.

圖5 兩種提取腔結(jié)構(gòu)示意圖 (a)矩形提取腔; (b)橢圓形提取腔Fig. 5. Schematic of two extraction cavities: (a) Rectangular extraction cavity; (b) ellipse extraction cavity.

表1 矩形提取腔各參數(shù)Table 1. Parameters of rectangular extraction cavity.

表2 橢圓形提取腔各參數(shù)Table 2. Parameters of ellipse extraction cavity.

圖6 PIC 仿真中矩形提取腔中的場強(qiáng)分布 (a)電場分量Ez 朝–z 方向的情形; (b)電場分量Ez 朝+z 方向的情形Fig. 6. Field distribution in rectangular extraction cavity in PIC simulation: (a) Ez orients –z direction; (b) Ez orients +z direction.

圖7 PIC 仿真中橢圓形提取腔中的縱向電場分布 (a)縱向電場Ez 朝–z 方向的情形; (b)縱向電場Ez 朝+z 方向的情形Fig. 7. Longitudinal electric field distribution in ellipse extraction cavity in PIC simulation: (a) Ez orients –z direction; (b) Ez orients +z direction.

在PIC 數(shù)值模擬中, 當(dāng)輸出功率為2.8 GW時, 矩形提取腔慢波結(jié)構(gòu)側(cè)(如圖6 所示A 側(cè))導(dǎo)致電子發(fā)射的最大縱向電場收集極側(cè)(如圖6 所示B 側(cè))導(dǎo)致電子發(fā)射的最大縱向電場. 提取腔A 側(cè)的最大縱向電場超過一般金屬材料的發(fā)射閾值, 容易發(fā)生射頻擊穿. 需說明, 我們認(rèn)為在良導(dǎo)體表面, 電場只有法向分量, 當(dāng)電場指向?qū)w內(nèi)部時, 可導(dǎo)致電子從表面發(fā)射; 反之, 不能導(dǎo)致電子從表面發(fā)射.因此, 分析功率容量時, 重點(diǎn)關(guān)注指向?qū)w內(nèi)部的電場強(qiáng)度.

橢圓形提取腔慢波結(jié)構(gòu)側(cè)(如圖7 所示A 側(cè))導(dǎo)致電子發(fā)射的最大縱向電場?810 kV/cm , 收集極側(cè)(如圖7 所示B 側(cè))導(dǎo)致電子發(fā)射的最大縱向電場. 相比于矩形提取腔, 橢圓形提取腔A、B 兩側(cè)導(dǎo)致電子發(fā)射的電場分別降低26%和18%, 提取腔的功率容量顯著提升.

綜上, 使用橢圓形提取腔達(dá)到了既減小提取腔內(nèi)表面電場強(qiáng)度又維持較高轉(zhuǎn)換效率的目的.

在束流與慢波結(jié)構(gòu)中電場的匹配關(guān)系方面, 我們發(fā)現(xiàn)引導(dǎo)磁場的磁場分布對器件工作狀態(tài)有顯著的影響. 采用了均勻區(qū)的磁場強(qiáng)度均為4.5 T 的兩種磁場分布對器件的影響進(jìn)行了分析. 一種是由(7)式近似表達(dá)的螺線管產(chǎn)生的磁場分布, 取B0=4.5 T,za= 2.0 cm. 通過改變zb改變束流的收集位置Lec(如圖1 所示).

另一種是某型超導(dǎo)磁體的磁場分布, 軸向磁場分量Bz和徑向次場分量Br隨縱坐標(biāo)的變化如圖8所示.

在兩種磁場分布下, 束流收集在Lec= 1.5 cm附近的相空間圖分別如圖9(a)和圖9(b)所示. 可見, 兩種引導(dǎo)磁場的主要不同是超導(dǎo)磁體的磁力線在慢波結(jié)構(gòu)后端處于非均勻區(qū)域, 磁力線向大半徑擴(kuò)張, 使得束流在收集前更加靠近慢波結(jié)構(gòu)表面.

圖8 超導(dǎo)磁體的磁場Fig. 8. Magnetic field of superconductor magnet.

圖9 螺線管磁場和超導(dǎo)磁場下的相空間圖 (a)螺線管磁體的情形; (b)超導(dǎo)磁場的情形Fig. 9. Phasespace of electron beam under solenoid and superconductor magnet: (a) Case with solenoid magnet; (b)case with superconductor magnet.

圖10 給出了陰陽極間距Lak= 10 mm 時, 螺線管磁場和超導(dǎo)磁場下器件的轉(zhuǎn)換效率隨Lec的變化. 可見, 在螺線管磁場分布下, 效率強(qiáng)烈依賴于束流的收集位置, 當(dāng)收集位置從Lec= 0 變化到Lec= 50 mm 時, 效率降低約10 個百分點(diǎn); 在超導(dǎo)磁場分布下, 效率隨Lec變化并不顯著, 當(dāng)Lec從0 增加到35 mm 時, 效率僅下降了約1 個百分點(diǎn).在超導(dǎo)磁體條件下, 束流更加靠近高頻結(jié)構(gòu), 具有更小的勢能, 所受有效作用電場更強(qiáng), 束流收集位置的改變對勢能和電場的影響較小, 因而轉(zhuǎn)換效率對束流收集位置變化不敏感, 即使在較遠(yuǎn)的位置收集, 也具有較高的效率; 反之, 在螺線管磁體條件下, 束流收集位置的改變對其影響較大, 轉(zhuǎn)換效率強(qiáng)烈依賴束流收集位置. 可見, 通過磁場分布的改善, 使得束流在波束互作用區(qū)后端更加靠近慢波結(jié)構(gòu), 可以在一定程度上克服器件轉(zhuǎn)換效率對收集位置的強(qiáng)烈依賴.

圖10 螺線管磁場和超導(dǎo)磁場下的效率隨Lec 的變化Fig. 10. Variation of efficiency with Lec under solenoid and superconductor magnet.

采用超導(dǎo)磁體, 并使用橢圓形提取腔時, 當(dāng)Lak= 30 mm, 二極管電壓607 kV、電流5.86 kA時, 輸出微波功率為2.12 GW, 頻率為9.55 GHz,轉(zhuǎn)換效率為60%, 輸出功率和頻譜如圖11 所示.

2.3 陰陽極間距的影響

陰陽極間距對器件的影響規(guī)律如圖12 所示.圖12(a)給出了效率隨電壓的變化關(guān)系. 可見, 隨著陰陽極間距增大, 最優(yōu)電壓減小, 并且效率有所增加. 如Lak= 10 mm, 二極管電壓為640 kV 時,效率57%; 當(dāng)Lak= 20 mm, 二極管電壓為615 kV時, 效率59%. 圖12(b)給出了頻率隨電壓的變化關(guān)系, 隨著電壓的升高頻率逐漸增加, 二極管電壓每升高50 kV, 輸出頻率升高約25 MHz.

圖11 PIC 數(shù)值模擬中的典型結(jié)果 (a)輸出功率; (b)頻譜Fig. 11. Typical results in PIC simulation: (a) Microwave power; (b) frequency spectrum.

圖12 不同陰陽極間距Lak 的電壓規(guī)律 (a)效率隨電壓的變化; (b)頻率隨電壓的變化Fig. 12. Effect of diode voltage under different Lak: (a) Variation of efficiency with diode voltage; (b) variation of frequency with diode voltage.

一方面, 陰陽極間距增大, 導(dǎo)致二極管阻抗升高. 在相同束流功率下, 束流較小, 進(jìn)而束流密度較小, 在一定程度上抑制了空間電荷效應(yīng)對束流調(diào)制的不利影響, 使得器件效率提升. 另一方面, 根據(jù)同步條件[19], 當(dāng)電壓升高時, 電子束線與慢波結(jié)構(gòu)色散曲線的交點(diǎn)上移, 使得器件工作頻率升高.另一方面, 當(dāng)陰陽極間距較小時, 二極管電壓對束流電子的加速不充分, 導(dǎo)致有效的加速電壓較小,進(jìn)而使得器件的工作頻率較低. 隨著陰陽極間距的增大, 有效的加速電壓逐漸升高并趨于穩(wěn)定, 使得器件工作頻率逐漸升高并趨于穩(wěn)定. 由于高頻結(jié)構(gòu)的諧振特性, 器件工作在特定頻率下(如9.55 GHz)效率較高, 陰陽極間距增大導(dǎo)致的頻率上升需要通過降低電壓彌補(bǔ), 因此最優(yōu)電壓隨著陰陽極間距增大有所減小.

3 實(shí)驗(yàn)研究

3.1 實(shí)驗(yàn)裝置

利用Tesla 型脈沖功率源TPG1000 開展了高功率微波產(chǎn)生實(shí)驗(yàn), 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)示意圖如圖13 所示.采用超導(dǎo)磁體產(chǎn)生4 T 的引導(dǎo)磁場, 使用石墨陰極發(fā)射環(huán)形電子束, 產(chǎn)生的TM01模式通過模式轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為TE11模式輻射, 饋源口徑為680 mm, 介質(zhì)板外敷充滿SF6和N2混合氣體的氣球. 實(shí)驗(yàn)中二極管區(qū)域的真空度優(yōu)于10–3Pa, 饋源側(cè)的真空度優(yōu)于10–2Pa. 高頻結(jié)構(gòu)主要使用鈦合金和不銹鋼材料, 實(shí)驗(yàn)前進(jìn)行超聲清洗并烘干. 圖14 給出了器件的外觀照片.

微波功率采用輻射場方向圖積分獲得, 接收天線采用角錐喇叭天線, 測量通路的示意圖如圖15所示. 對各元件標(biāo)定的結(jié)果如表3 所示. 所用檢波器標(biāo)定曲線如圖16 所示.

圖13 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)示意圖Fig. 13. Schematic of experiment system.

圖14 速調(diào)型相對論返波管外觀Fig. 14. Picture of the Klystron-like RBWO.

圖15 輻射場測量系統(tǒng)示意圖Fig. 15. Schematic of measurement system.

表3 測量元件的衰減標(biāo)定值Table 3. Calibration result of measurement element.

圖16 檢波器的標(biāo)定曲線Fig. 16. Calibration result of envelope detector.

3.2 實(shí)驗(yàn)中的擊穿與抑制

3.2.1 矩形提取腔的情形

提取腔內(nèi)表面的粗糙度對功率容量有顯著的影響. 圖17 給出了兩種不同粗糙度的表面照片,粗糙度分別為Ra= 0.4 μm 和Ra= 0.05 μm. 圖18給出了兩種粗糙度提取腔對應(yīng)的微波波形. 當(dāng)粗糙度Ra= 0.4 μm 時, 微波脈寬僅有15 ns, 此時微波幅值較低; 當(dāng)粗糙度減小到Ra= 0.05 μm 時,微波脈寬增加到25 ns, 幅值顯著增大. 圖19 給出了120 個脈沖后提取腔B 側(cè)的表面痕跡,Ra=0.05 μm 的提取腔, 表面痕跡顯著減少, 表面損傷減弱. 可見, 隨著高頻結(jié)構(gòu)粗糙度減小到Ra=0.05 μm, 器件效率提升約10 個百分點(diǎn)(即由40%提升到50%), 且輸出微波脈寬增加7 ns. 提高器件表面的光潔度, 使得器件表面的場致增強(qiáng)因子顯著減小, 進(jìn)而提升了器件的發(fā)射閾值[20].

圖17 不同粗糙度的表面 (a)粗糙度Ra = 0.4; (b)粗糙度Ra = 0.05Fig. 17. Surface with different roughness: (a) Roughness Ra = 0.4; (b) roughness Ra = 0.05.

圖18 不同粗糙度時的輸出波形 (a)粗糙度Ra = 0.4;(b)粗糙度Ra = 0.05. (通道1: 在線微波波形; 通道2, 3: 輻射場微波波形)Fig. 18. Output waveform for different roughness:(a) Roughness Ra = 0.4; (b) Roughness Ra = 0.05. (channel 1, online microwave; channel 2 and 3, radiation field).

圖19 不同粗糙度120 個微波脈沖后的表面痕跡 (a)粗糙度Ra = 0.4; (b)粗糙度Ra = 0.05Fig. 19. Breakdown traces after 120 pulses for different roughness: (a) Roughness Ra = 0.4; (b) roughness Ra =0.05.

但是, 在實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)鈦材料的提取腔存在壽命不足的限制. 某個Ra = 0.05 μm 的提取腔, 在100～105 個脈沖的微波波形如圖20(a)所示, 此時微波波形相對飽滿, 脈寬可達(dá)到約28 ns. 但是在130 個脈沖之后, 微波波形如圖20(b)所示, 此時微波出現(xiàn)明顯尾蝕, 幅值顯著降低, 器件效率顯著下降, 脈寬減小到23 ns. 在實(shí)驗(yàn)中, 可以排除收集極損壞、陰極以及慢波結(jié)構(gòu)擊穿等其他因素的影響. 說明高頻結(jié)構(gòu)經(jīng)過精細(xì)拋光, 即使光潔度達(dá)到Ra = 0.05 μm, 在一定程度上緩解了強(qiáng)場擊穿, 但是隨著擊穿痕跡的積累, 擊穿閾值將突然下降, 使得強(qiáng)場擊穿加劇.

圖20 提取腔的壽命現(xiàn)象 (a) 100 個脈沖后; (b) 130 個脈沖后. (通道1: 在線微波波形; 通道2, 3: 輻射場微波波形)Fig. 20. Lifetime of extraction cavity: (a) After 100 pulses;(b) after 130 pulses. (channel 1, online microwave; channel 2 and 3, radiation field).

3.2.2 橢圓形提取腔

顯然, 矩形提取腔無法滿足需求. 在實(shí)驗(yàn)中,在其他實(shí)驗(yàn)條件保持不變時, 對矩形提取腔和橢圓形提取腔進(jìn)行了對比實(shí)驗(yàn). 兩種提取腔的材料均為不銹鋼304 L, 表面光潔度均為Ra 0.05 μm, 實(shí)驗(yàn)前均進(jìn)行超聲波清洗和烘干處理, 并密封保存.

圖21 給出了兩種提取腔輸出波形, 可見器件使用橢圓形提取腔后, 輸出微波由三角波變?yōu)榉讲? 而且微波場幅值也有所升高. 圖22 給出了40 個微波脈沖后提取腔內(nèi)表面的擊穿痕跡. 可見,橢圓形提取腔內(nèi)表面的擊穿痕跡顯著減少.

在對比實(shí)驗(yàn)后, 使用鈦合金材料的橢圓形提取腔, 經(jīng)過數(shù)千個微波脈沖, 輸出微波仍為方波, 而且微波幅值穩(wěn)定, 沒有出現(xiàn)矩形提取腔的壽命不足的現(xiàn)象. 可見, 橢圓形提取腔具有較高的功率容量,具有較大的應(yīng)用潛力.

圖21 矩形提取腔和橢圓形提取腔時的波形 (a)矩形提取腔; (b)橢圓形提取腔. (通道1: 二極管電壓波形; 通道2:二極管電流波形; 3: 輻射場波形)Fig. 21. Waveform under rectangular and ellipse extraction cavity: (a) Rectangular extraction cavity; (b) ellipse extraction cavity. (channel 1, diode voltage; channel 2, diode current; channel 3, radiation field).

圖22 40 個 微 波脈沖后的擊穿 痕 跡 (a)矩 形 提 取 腔;(b)橢圓形提取腔Fig. 22. Breakdown trace after 40 pulses: (a) Rectangular extraction cavity; (b) ellipse extraction cavity.

圖23 輻射場功率密度分布Fig. 23. Power density distribution of radiation field.

圖24 微波波形和頻譜Fig. 24. Microwave waveform and frequency spectrum.

3.3 典型的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在實(shí)驗(yàn)中, 典型的輻射場功率密度分布如圖23所示, 輸出微波波形和頻譜如圖24 所示. 當(dāng)陰陽極間距Lak= 18 mm、二極管電壓為601 kV、二極管電流為7.1 kA 時, 輻射場積分功率為2.15 GW,頻率為9.55 GHz, 所得轉(zhuǎn)換效率為50% (±5%).所得結(jié)果與PIC 數(shù)值模擬接近, 效率的差異可能來源于高頻結(jié)構(gòu)內(nèi)表面的射頻擊穿和傳輸通路的功率損耗等.

4 結(jié) 論

本文對一種高效率速調(diào)型RBWO 進(jìn)行了理論分析和實(shí)驗(yàn)研究. 在PIC 數(shù)值模擬中, 該速調(diào)型相對論返波管, 輸出功率為2.12 GW, 轉(zhuǎn)換效率為60%. 通過理論分析, 給出了兩個預(yù)調(diào)制腔間距的選擇依據(jù); 提出了一種高功率容量的提取腔, 可使得提取腔內(nèi)表面場強(qiáng)降低約25%; 分析了磁場分布對效率的影響, 通過優(yōu)化磁場分布, 使得波束互作用區(qū)后端束流更加靠近慢波結(jié)構(gòu), 可以在一定程度上克服器件轉(zhuǎn)換效率對收集位置的強(qiáng)烈依賴; 分析了陰陽極間距對效率的影響, 隨著陰陽極間距增大, 器件的最優(yōu)工作電壓降低, 并且效率有所提升.在實(shí)驗(yàn)中, 該器件輸出微波頻率為9.55 GHz, 輻射場積分功率為2.15 GW, 脈寬可達(dá)到25 ns, 所得轉(zhuǎn)換效率為50% (±5%). 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論和數(shù)值模擬結(jié)果基本吻合.

感謝潘亞峰、朱曉欣博士在實(shí)驗(yàn)中提供的幫助, 感謝曹亦兵、吳平、劉勝、李爽、鄧昱群博士和王東陽的有益討論.感謝武向國、郭海洋、程攀倫和袁華標(biāo)在實(shí)驗(yàn)中的支持.