胡鐵喬，劉 亮

（中國民航大學天津市智能信號與圖像處理重點實驗室，天津 300300）

低空空域中各種干擾信號日益復雜及信息的公開，使得ADS-B 信號極易受到干擾[1]。在民航領域，干擾信號主要包括欺騙性干擾和壓制式干擾。目前，國內(nèi)外的ADS-B 接收機大多沒有干擾抑制能力[2]。中國一些研究機構和設備公司正在展開對于ADS-B 自適應干擾抑制接收機的研制，如中國民航局第二研究所、中國電子科技集團公司第28 研究所等機構。因此，研制一款ADS-B 自適應干擾抑制接收機對于中國ADSB 系統(tǒng)的發(fā)展具有重要意義。在ADS-B 干擾抑制接收機中，射頻端作為陣列天線和干擾抑制處理平臺之間的紐帶，接收信號的質量直接影響干擾抑制處理平臺抑制的干擾效果，是接收機工作中重要的組成部分。

目前，ADS-B 自適應干擾抑制接收機的研究還處于起步階段。市面上的射頻端大多是單通道的，存在噪聲系數(shù)大、通道之間不具備一致性等問題，無法滿足ADS-B 干擾抑制接收機的需求。文獻[3-4]提出了單通道二次混頻ADS-B 接收機射頻端的設計方法，二次混頻使射頻端的噪聲更小，但射頻端的信道選擇性差，且射頻端為單通道，無法滿足ADS-B 干擾抑制接收機的需求。文獻[5]中提出了單通道一次混頻ADSB 接收機射頻端，該射頻端的中頻濾波器采用低通濾波器，使得通道內(nèi)的噪聲和低頻干擾嚴重，由于該射頻端為單通道，也無法滿足ADS-B 干擾抑制接收機的需求。

針對以上ADS-B 干擾抑制接收機射頻端的研究現(xiàn)狀，設計并實現(xiàn)了一種滿足ADS-B 自適應干擾抑制接收機功能需求的八通道射頻端，各通道之間具有通道一致性，并基于希爾伯特變換的復相關系數(shù)和相位差的求解方法測試了通道一致性。經(jīng)過測試，該射頻端的8 個通道幅度和相位穩(wěn)定、噪聲系數(shù)低，滿足ADS-B 自主式干擾抑制接收機需求，實用性較強。

1 接收機射頻端設計方案

該射頻端采用一次下變頻的超外差結構的設計方案。在通道一致性上，利用鎖相環(huán)輸出端射極耦合差分放大電路和功分器，實現(xiàn)本振信號幅度、相位差的穩(wěn)定，從而使射頻端8 個通道的幅度、相位差穩(wěn)定。為減小射頻端的噪聲：在射頻電路部分，對射頻放大器進行阻抗匹配和偏置電路的設計；在中頻電路部分，設計了中心頻率為10 MHz、帶寬為4 MHz 的5 階巴特沃斯帶通濾波器。對接收機射頻端設計指標和結構的具體闡述如下。

1.1 設計指標

設計的射頻端通道數(shù)為8，可用于接收十字陣和線陣的ADS-B 信號。根據(jù)ADS-B 自適應干擾抑制接收機的實際工作環(huán)境及性能需求，分析得出ADS-B干擾抑制接收機射頻端的具體設計指標，如表1 所示。

表1 射頻端設計指標Tab.1 Design specifications of RF terminal

1.2 設計結構

ADS-B 自適應干擾抑制接收機射頻端采用超外差結構，1 090 MHz ADS-B 信號經(jīng)過1 次變頻到10 MHz ADS-B 信號，采用四級放大器。為了保持每個通道器件性能一致，采用模塊化的設計[6]，每兩個通道在1 個射頻端PCB 板上，4 個射頻端PCB 板構成8 個通道。ADS-B 自適應干擾抑制接收機射頻端的結構，如圖1所示。

圖1 ADS-B 干擾抑制接收機射頻端結構圖Fig.1 Structure diagram of RF terminal of ADS-B interference suppression receiver

該ADS-B 干擾抑制接收機射頻端主要由兩大模塊組成：第1 部分為本振控制及供電模塊，主要包括電源、頻率合成器、MSP430 單片機、HMI 觸摸屏、功分器；第2 部分為ADS-B 射頻端通道模塊，主要包括射頻低噪聲放大器、射頻濾波器、混頻器、可編程衰減器、中頻放大器、中頻濾波器（帶通濾波器）。本振上用2 個兩路功分器分出四路本振信號送給4 塊射頻板，射頻板用1 個功分器將本振信號供給射頻板2個通道。每個通道上加入衰減器保持通道間幅度一致。

2 接收機射頻端關鍵組件設計

2.1 射頻放大器電路設計

射頻放大器選的是Qorvo 公司的芯片SPF5189Z。SPF5189Z 芯片的噪聲系數(shù)為0.55 dB，頻率范圍為50 MHz～4 GHz，增益為17.7 dB。在Qorvo 公司官網(wǎng)上下載SPF5189Z 的S2P 文件，導入ADS 射頻仿真軟件原理圖中，得出SPF5189Z 芯片輸入、輸出阻抗史密斯圓圖，如圖2 所示。在1.090 GHz 時，SPF5189Z 芯片的輸入阻抗為37.069-j7.436，輸出阻抗為64.476-j9.572。

圖2 史密斯圓圖Fig.2 Smith chart

將史密斯匹配阻抗工具插入SPF5189Z 芯片兩端。設置特征阻抗值為50 Ω，設置SPF5189Z 芯片的輸入、輸出阻抗值，并在放大器輸入、輸出端串聯(lián)隔直電容、并聯(lián)濾波電感。設置電容和電感的值使史密斯圓圖中的阻抗匹配軌跡到1，如圖3 所示。

根據(jù)輸入阻抗匹配的方法，對輸出阻抗進行匹配，得到輸入、輸出匹配阻抗的元器件參數(shù)值為C1=10.102 pF，L1=12.362 nH，C2=5.178 5 pF，L2=23.158 nH。現(xiàn)實中，電容和電感不可能有小數(shù)，電容一般是±10%精度范圍，電感一般是±20%精度范圍，在誤差范圍內(nèi)取E-12 和E-24 工業(yè)標準規(guī)格。最終得到輸入、輸出匹配阻抗的元器件參數(shù)值為C1=10 pF，L1=12 nH，C2=5 pF，L2=23 nH。

圖3 輸入端阻抗匹配軌跡圖Fig.3 Matching trace diagram of input impedance

在偏置電路設計中，加了2 個1 uF 的濾波電容對+5 V 電源濾波，在直流電源上串聯(lián)1 個220 nH的電感，防止放大器中的射頻信號泄漏到直流電源。射頻放大器電路如圖4 所示。

圖4 射頻放大器的電路圖Fig.4 Circuit diagram of RF amplifier

2.2 巴特沃斯帶通濾波器電路設計

在中頻濾波器的設計中，設計中心頻率為10 MHz、帶寬為4 MHz 的5 階巴特沃帶通濾波器，設計流程如下。

其中，N 為濾波器的階數(shù)，k=1，2，…，N。

求出C1=0.618 03 F，L2=1.618 03 H，C3=2 F，L4=1.618 03 H，C5=0.618 03 F。得到歸一化π 形巴特沃斯低通濾波器原理圖，如圖5 所示。

圖5 歸一化巴特沃斯低通濾波器原理圖Fig.5 Schematic diagram of normalized Butterworth low pass filter

2）射頻系統(tǒng)中傳輸線特征阻抗[7]為50 Ω。先設計出截止頻率為4 MHz、特征阻抗為50 Ω 的π 形巴特沃斯低通濾波器，利用截止頻率變換公式和特征阻抗變換公式來計算。

截止頻率變換公式如下

得到截止頻率為4 MHz、特征阻抗為1 Ω 的π 形5 階巴特沃斯低通濾波器元器件參數(shù)值，C1= 2.459 ×10-8F，L2=6.438×10-8H，C3=7.958×10-8F，L4=6.438×10-8H，C5=2.459×10-8F。

特征阻抗變換公式如下

得到截止頻率為4 MHz、特征阻抗為50 Ω 的π 形5 階巴特沃斯低通濾波器元器件參數(shù)值，C1=4.918×10-10F，L2= 3.219 × 10-6H，C3= 1.592 × 10-9F，L4=3.219×10-6H，C5=4.918×10-10F。

截止頻率為4 MHz、特征阻抗為50 Ω 的π 形5階巴特沃斯低通濾波器原理圖，如圖6 所示。

圖6 巴特沃斯低通濾波器原理圖Fig.6 Schematic diagram of Butterworth low pass filter

3）根據(jù)低通濾波器到帶通濾波器的頻率變換電路進行電路的變換和元器件參數(shù)值的計算。兩種類型頻率變換電路，如圖7 所示。

圖7 兩種類型頻率變換電路Fig.7 Two kinds of frequency transformation circuits

圖7（a）是Ⅰ型電路變換：低通的電容變化到帶通為電容和電感的并聯(lián)，即

其中：f0是帶通濾波器的中心頻率；w0是帶通濾波器的中心角頻率，w0=2π f0。

圖7（b）是Ⅱ型電路變換：低通的電感變化到帶通為電容和電感的串聯(lián)，即

經(jīng)過Ⅰ型、Ⅱ型電路變換，得到中心頻率為10 MHz，帶寬為4 MHz，特征阻抗為50 Ω 的π 形5 階巴特沃斯帶通濾波器元器件參數(shù)值如表2 所示（取E-12 和E-24 工業(yè)標準規(guī)格[8]）。

表2 巴特沃斯帶通濾波器元器件參數(shù)值Tab.2 Parameter values of Butterworth bandpass filter components

中心頻率為10 MHz，帶寬為4 MHz、特征阻抗為50 Ω 的π 形5 階巴特沃斯帶通濾波器的原理圖，如圖8 所示。

2.3 本振電路設計

2.3.1 本振輸出匹配設計

本振電路采用的是ADF4351 芯片，芯片內(nèi)部有集成的VCO，利用鎖相環(huán)可方便實現(xiàn)鎖相及本振輸出，輸出端采用NPN 差分對的集電極。VCO 經(jīng)過分頻器后，經(jīng)過射極耦合差分放大電路，得到相位差相反的差分信號，保證本振的輸出相位差穩(wěn)定。用3.9 nH 的扼流電感和4 組0.1 uF、0.01 uF 電容對3.3 V 電源進行濾波，在輸出口串聯(lián)1 nF 電容隔直通交。每路輸出經(jīng)過2 路0°的功分器MAPDCT0020，將輸出端分成4 路，將本振信號的幅度保持一致。本振輸出端匹配電路，如圖9所示。

圖8 中心頻率為10 MHz，帶寬為4 MHz 巴特沃斯帶通濾波器Fig.8 Butterworth bandpass filter（central frequency is 10 MHz，bandwidth is 4 MHz）

圖9 本振輸出端匹配電路Fig.9 Local oscillator output matching circuit

2.3.2 環(huán)路濾波器設計

環(huán)路濾波器采用RC 低通濾波器，利用ADS 軟件對環(huán)路濾波器進行設計。環(huán)路濾波器設計指標：環(huán)路帶寬為10 kHz，相位裕度為45°，其電路圖如圖10 所示。環(huán)路濾波器的相位裕度圖，如圖11 所示。在鎖相環(huán)帶寬為10 kHz 時，相位裕度為45.46°。

圖10 環(huán)路濾波器電路Fig.10 Loop filter circuit

圖11 相位裕度Fig.11 Phase margin

2.4 射頻端硬件實現(xiàn)

在Altium designer 中進行PCB 設計，各個通道中每個器件對應的位置盡量相同，制成ADS-B 自適應干擾抑制接收機射頻端實物，如圖12 所示。

圖12 ADS-B 自適應干擾抑制接收機射頻端Fig.12 RF terminal of self-adaptive ADS-B interference suppression receiver

3 接收機射頻端性能測試

3.1 噪聲系數(shù)和增益測試

對噪聲系數(shù)的測試，采用增益控制法[9]，表示如下

其中：NF 為噪聲系數(shù)；P 為輸出端噪聲的功率譜密度；Gain 為信道增益，信道帶寬為4 MHz。利用HP 公司83832A 信號發(fā)生器和鼎陽公司SSA 3021X 頻譜分析儀測得第1～8 通道增益和噪聲系數(shù)，如表3 所示。符合增益80 dB、噪聲系數(shù)3 dB 的設計指標。

表3 第1～8 通道增益和噪聲系數(shù)Tab 3 Gain and noise ratio of Channel 1～8

3.2 通道一致性測量

以射頻端第1 通道為基準，計算其余7 個通道相對于第1 通道的復相關系數(shù)及相位差。用信號發(fā)生器產(chǎn)生連續(xù)的帶寬為2 MHz 的FM 信號。依次連接8 路功分器、ADS-B 接收機射頻端、8 路采集卡，并利用陣列信號采集軟件采集數(shù)據(jù)。在Matlab 中對每個通道信號進行希爾伯特變換，求取其余7 個通道信號相對于第1 通道信號的復相關系數(shù)和相位差。相位一致性測量流程圖，如圖13 所示。

圖13 相位一致性測量流程圖Fig.13 Measurement flow chart of phase consistency

3.2.1 通道間復相關系數(shù)求解

復相關系數(shù)不受信號幅度的影響。在Matlab 中對每路信號進行希爾伯特變換后生成復信號，再代入到corr 函數(shù)，求取其余7 個通道信號相對于第1 通道信號復相關系數(shù)。

第1 通道與第2 通道的信號，如圖14 所示。第1通道與第2 通道信號的復相關系數(shù)，如圖15 所示。每組采取10 000 個采樣點，共20 組進行測試，復相關系數(shù)取模值。圖15 中，第1、2 通道信號的復相關系數(shù)幾乎呈一條直線，復相關系數(shù)在0.98 以上，說明第1、2通道之間有很強的相關性。

第1 通道與其余7 通道之間復相關系數(shù)（20 組復相關系數(shù)取平均值），如表4 所示。表4 中每個通道信號與第1 通道信號之間的復相關系數(shù)均超過0.98，說明每個通道與第1 通道有極強的相關性。

圖14 第1、2 通道的信號Fig.14 Signal of Channel 1&2

圖15 第1、2 通道之間復相關系數(shù)Fig.15 Complex correlation coefficient between Channel 1&2

表4 第1 通道與其余7 通道復相關系數(shù)Tab.4 Correlation coefficient between Channel 1 and others

3.2.2 通道間相位差求解

基于希爾伯特變換的相位差測量方法[10]的原理如下，射頻端每一路信號為s（t）。

第1 通道信號經(jīng)過希爾伯特變換，即

第2 通道信號經(jīng)過希爾伯特變換，即

第1、2 通道之間的相位差表示為

取10 000 個采樣點，以第1 通道為基準，其余7個通道和第1 通道在每個采樣點上進行希爾伯特變換，求取相位差。第1 通道與第2 通道之間的相位差，如圖16 所示。10 000 個采樣點的相位差誤差在0.002°，通道1 和通道2 的相位差固定為2.061°。

圖16 第1、2 通道之間的相位差Fig.16 Phase difference between Channel 1&2

根據(jù)第1、2 通道測試方法，求其余6 個通道對第1 通道的固定相位差，如表5 所示。圖16 及表5 表明射頻端有較好的通道一致性，滿足設計指標。

表5 第1 通道與其余7 通道相位差Tab.5 Phase difference between Channel 1 and others

4 結語

針對ADS-B 干擾抑制接收機的需求，設計并實現(xiàn)了基于超外差式的ADS-B 自適應干擾抑制接收機射頻端。利用鎖相環(huán)輸出端射極耦合差分放大電路和功分器，使得射頻端的8 個通道的幅度、相位差穩(wěn)定。測試結果表明，通道之間的復相關系數(shù)達到0.98 以上，通道間的幅度、相位差穩(wěn)定，噪聲系數(shù)小于3 dB，該射頻端性能指標符合設計要求，可靠性好、實用性較強，滿足ADS-B 干擾抑制接收機的需求，為ADS-B 干擾抑制接收機的研制奠定了一定的基礎。