袁義生　梅相龍　張偉先　文午　李輝

摘 要：針對拓寬LLC諧振變換器的電壓增益，提出一種五電平LLC諧振變換器，由兩個三電平（TL）橋臂、主/輔助變壓器、諧振器件和一組整流橋構(gòu)成。兩個三電平橋臂的直流側(cè)并聯(lián)，交流側(cè)則通過輔助變壓器串聯(lián)。兩個三電平橋臂工作在調(diào)頻或者移相方式下，依據(jù)輸出電壓需求得到低、中、高三種電壓增益工作模式。在低電壓增益模式下，只有主橋臂電路工作在調(diào)頻（PFM）方式下。在中電壓增益模式，主橋臂工作在定頻方式，而輔助橋臂工作在定頻+移相方式。在高電壓增益模式，主/輔助橋臂同時工作在調(diào)頻方式下。與傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器比較，新電路在低壓輸出時電路開關(guān)頻率更低;在同樣的諧振參數(shù)下，具有更高的電壓增益，更適合寬輸出范圍使用。詳細分析了新拓撲的工作原理，并與傳統(tǒng)拓撲進行了對比分析。研制了一臺90～220 V輸出的樣機，測試表明在寬輸出范圍內(nèi)，低電壓增益模式下新拓撲較傳統(tǒng)拓撲效率能提升1.9%，驗證了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：LLC諧振;變換器;五電平;調(diào)制;寬范圍;高電壓增益

DOI：10.15938/j.emc.2020.06.013

中圖分類號：TM 46文獻標志碼：A 文章編號：1007-449X（2020）06-0107-12

Five-level LLC resonant converter with mix-modulation method

YUAN Yi-sheng1，2， MEI Xiang-long1， ZHANG Wei-xian2， WEN Wu2， LI Hui2

（1.School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China;

2.State Key Laboratory of Heavy Duty AC Drive Electric Locomotive Systems， Zhuzhou 412001， China ）

Abstract：In order to widen the voltage gain of LLC resonant converter， a five-level LLC resonant converter is proposed， which is composed of two three-level（TL） bridge arms， main/auxiliary transformers， resonant elements and a set of rectifier bridges. The DC side and AC side of the two TL bridge arms are in parallel connection and serial connection respectively. The two TL bridge arms operate in frequency modulation or phase shifting mode. The low， medium and high voltage gain modes can be obtained according to output voltage requirements. In the low voltage gain mode， only the main arm circuit operates under the pulse frequency modulation （PFM） mode. In the medium voltage gain mode， the main arm works in the fixed frequency mode， while the auxiliary arm operates in the fixed frequency + phase shifting mode. In the high voltage gain mode， the main and auxiliary arms work in the PFM mode at the same time. Compared with the traditional TL LLC resonant converter， the new circuit has lower circuit switching frequency at low voltage output. Using the same resonant parameters， it has a higher voltage gain and is more suitable for wide output range. Moreover， the operation principle of the proposed converter was clarified， and compared with the traditional topology. A prototype with 90～220 V output was built. The experimental data show that the efficiency of the new topology is 1.9% higher than that of the traditional topology in wide range under the low voltage gain mode， verifying the correctness of the theoretical analysis.

Keywords：LLC resonance; converter; five-level; modulation; wide range; high voltage gain

0 引 言

寬范圍輸出電壓的直流—直流變換器在電動汽車直流充電樁等新能源裝置中應用越來越多，普遍存在著效率隨輸出電壓降低而迅速下降的現(xiàn)象。研究能在寬輸出電壓范圍內(nèi)高效率工作的直流—直流變換器成為了電源界一大挑戰(zhàn)。

目前主要的研究可以分為三類。第一類方法是從變壓器入手，可以分為以下4種：1）改變變壓器副邊繞組匝數(shù)的拓撲[1]。只用1個變壓器，但變壓器副邊使用多個繞組，利用開關(guān)管進行切換，使得輸出電壓范圍變寬，效率得以提高。但是調(diào)節(jié)電壓不平滑，動態(tài)響應不容易達到要求;2）使用2個變壓器的拓撲[2-7]。此類拓撲數(shù)量眾多，依據(jù)變壓器原邊使用的高頻開關(guān)電路數(shù)量和副邊整流橋數(shù)量，又可以分為：①1個高頻開關(guān)電路+1個整流橋類型[2]。此類電路中2個變壓器原邊并聯(lián)、副邊串聯(lián)，能夠?qū)崿F(xiàn)兩者的均流，有利于變壓器的設計。②1個高頻開關(guān)電路+2個整流橋類型[3]。此類電路中2個變壓器原邊串聯(lián)，副邊經(jīng)各自整流橋后并聯(lián)，2個變壓器也能實現(xiàn)均流。③2個高頻開關(guān)電路+1個整流橋類型[4-5]。需要2組高頻開關(guān)電路根據(jù)輸出電壓需求分別控制2個變壓器，2個變壓器副邊經(jīng)過2個電感串聯(lián)，再經(jīng)1個整流橋輸出[4- 5]。但額外增加的2個電感帶來了附加損耗。④2個高頻開關(guān)電路+2個整流橋類型[6-7]。這是對前一種方案的改進，2個變壓器都使用了2個副邊繞組，將不同變壓器不同同名端的副邊繞組串聯(lián)后整流輸出，這樣去掉了2個附加的電感，但卻增加了整流二極管。上述方法是在不同電路中提出的，但其實可以適用于各種電路，具有通用性。

第二類則是將不同電路進行組合或進行多相多模塊化組合設計[8-10]，獲得新的拓撲，并增加了新的工作模式，使電路在寬電壓范圍下獲得更高的效率。其中有將三電平結(jié)構(gòu)與零電壓零電流開關(guān)（zero voltage zero current switching， ZVZCS）全橋結(jié)構(gòu)組合的[8]，也有將半橋三電平與全橋三電平結(jié)構(gòu)組合的[9]，抑或是將單個LLC諧振變換器多模塊化[10]。此外，對于諧振腔以及其他有源開關(guān)網(wǎng)絡的改造組合也有相應研究[11-13]。

第三類則是通過不同的調(diào)制方法來優(yōu)化電路在寬范圍下工作效率的，典型的對象是LLC諧振型電路。LLC諧振型電路[14]能實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)（zero voltage switching，ZVS）開通和整流二極管的零電流開關(guān)（zero current switching， ZCS）關(guān)斷，具有較高效率。然而，它在寬范圍場合應用時，為了提高電壓增益Gv，存在勵磁電流大帶來的開關(guān)管關(guān)斷損耗和通態(tài)損耗加大的問題[15]。文獻[16-19]分別對LLC諧振型電路的損耗及設計進行數(shù)學建模分析，提出了優(yōu)化方法，有一定參考價值，但并未改變其根本問題。而且，LLC諧振型電路的電壓增益Gv也不能太低，否則開關(guān)頻率fs會遠高于諧振頻率fr，也使器件的損耗急劇增加。對此的解決方案是：1）調(diào)頻+固定頻率移相的混合調(diào)制方案[20]。在電壓增益Gv較低時，限制電路的最高開關(guān)頻率fm（通常略高于fr）并進入移相調(diào)制模式;2）特殊調(diào)制變諧振腔電壓方案[21-24]。通過脈沖調(diào)寬—調(diào)幅（pulse width amplitude modulation， PWAM）[17]等方案，根據(jù)輸出電壓的高低改變諧振腔電壓。通常是在輸出高壓下使得諧振腔電壓等于輸入電壓，在輸出低壓時諧振腔電壓則為輸入電壓的1/2。目的是讓電路在寬輸出范圍下都能夠盡量工作在更高的電壓增益點，有更低的開關(guān)頻率和更好的軟開關(guān)條件，提高電路效率。這與采用了2個變壓器，在輸入高壓時，讓2個變壓器的原邊繞組串聯(lián);但在輸入低壓時，則讓它們并聯(lián)的推挽電路[25]的原理是類似的。

本文提出一種五電平LLC諧振型直流—直流變換器，由2個三電平電路，主/輔2個變壓器，1組諧振單元和1個整流橋構(gòu)成。電路劃分為高、中、低3種電壓增益工作模式，諧振腔電壓可以為三電平或五電平形式。分析電路的工作原理和工作模式，比較它與傳統(tǒng)拓撲的特點，通過實驗進行驗證。

1 工作原理

1.1 電路拓撲及控制策略

圖1為五電平LLC諧振變換器拓撲，它由主/輔2組三電平橋臂，LrCr諧振單元，主變壓器TX1，輔助變壓器TX2，D13～D16整流橋構(gòu)成。其中D1～D8分別為開關(guān)管Q1～Q8的體二極管，C1～C8為開關(guān)管Q1～Q8的寄生電容，D9～D12為箝位二極管，Coss1～Coss2為飛跨電容。

兩組三電平橋臂直流輸入側(cè)并聯(lián)。輔助變壓器TX2將輔助三電平橋臂的輸出電壓UBO轉(zhuǎn)換成UCO后，巧妙地與主三電平橋臂的交流輸出電壓側(cè)UAO串聯(lián)。從而獲得2個橋臂的輸出串聯(lián)電壓UAC，加在諧振腔LrLmCr上，為寬范圍輸出獲得更佳的特性及效果。

2組橋臂都能采取調(diào)頻或固定頻率移相調(diào)占空比2種調(diào)制方式。通過2組橋臂采用不同的調(diào)制方式，電路有低電壓增益、中電壓增益和高電壓增益3種工作模式。對應2個橋臂的調(diào)制方法如表1所示。其中fs為開關(guān)頻率，fr1為LrCr的諧振頻率。

以下分析各模式的工作原理，假設：1）各開關(guān)管和二極管均為理想器件，導通電阻為0;2）所有開關(guān)管的寄生結(jié)電容均相等;3）主變壓器的原邊/副邊繞組匝比為n，輔助變壓器匝比為1;4）主變壓器勵磁電感為Lm;輔助變壓器為理想變壓器，忽略勵磁電流;5）輸入電容Cin1=Cin2，兩者電壓都等于Uin/2;6）飛跨電容Coss1=Coss2，在穩(wěn)定狀態(tài)兩者電壓都等于Uin/2。

1.2 低電壓增益模式

本模式下主橋臂開關(guān)管工作于調(diào)頻方式下，開關(guān)頻率fs>fr1。輔助橋臂開關(guān)管Q2和Q3常通，使uBO=uCO=0，輔助變壓器短路。相當于只有主橋臂電路工作在傳統(tǒng)的半橋三電平LLC諧振方式下，其直流電壓增益可表示為

式中：fn為歸一化頻率;k為電感比;Q為品質(zhì)因數(shù)?？煞謩e表示為：

式中：Z1是諧振特征阻抗;Req為變壓器副邊等效輸出交流電阻負載。可分別表示為：

為了更好地實現(xiàn)軟開關(guān)，Q5～Q8在調(diào)頻的同時采取了固定最小移相時間td的驅(qū)動方式，如圖2所示。Q5與Q8是超前開關(guān)管，Q6與Q7是滯后臂開關(guān)管，Q5超前Q8的開關(guān)時間為td，Q6超前Q7的開關(guān)時間也為td。

本模式各開關(guān)階段的工作原理與傳統(tǒng)的移相三電平LLC諧振電路一致，在此不再贅述。

1.3 中電壓增益模式

本模式下，主橋臂開關(guān)頻率fs=諧振頻率fr1，固定最大占空比接近50%（去除死區(qū)時間及固定移相時間td）的狀態(tài)下。輔助橋臂則在開關(guān)頻率fs=fr1的狀態(tài)下做移相控制工作，設輔助橋臂有效占空比為Deff。

本模式下，主橋臂輸出電壓UAO基本為±Uin/2的兩電平信號，而輔助橋臂輸出電壓UCO是±Uin/2和0的三電平信號。所以，諧振腔電壓UAC是±Uin，±Uin/2和0的五電平信號。各開關(guān)管驅(qū)動信號及關(guān)鍵的開關(guān)波形如圖3所示，下面詳細對各模態(tài)進行分析，開關(guān)模態(tài)如圖4所示。

開關(guān)模態(tài)0[t0，t1]：t0時刻，主橋臂開關(guān)管Q5和Q6開通，UAO=Uin/2;輔助橋臂開關(guān)管Q1和Q3開通，UCO= 0。諧振腔電壓UAC=Uin/2。Cr和Lr諧振，諧振電流ip以正弦形式增加。輸出電壓Uo折射到主變壓器TX1的原邊，勵磁電流iLm線性增加。副邊二極管D13和D16導通，流過諧振電流。各諧振電流和電壓為：

開關(guān)模態(tài)1[t1，t2]：t1時刻，輔助橋臂開關(guān)管Q3關(guān)斷，諧振電流ip通過飛跨電容Coss1對電容C3充電，電容C2放電。至t2時刻，C3 兩端電壓從0上升到Uin/2，C2兩端電壓從Uin/2降為0，Q2的反并二極管D2導通，為Q2的零電壓開通創(chuàng)造條件。

開關(guān)模態(tài)2[t2，t3]：開關(guān)管Q2零電壓開通，主/輔橋臂的輸出電壓串聯(lián)，UAC=Uin，作用在諧振腔上。Cr和Lr繼續(xù)諧振，諧振電流ip以正弦形式變化。輸出電壓Uo折射到主變壓器TX1的原邊，勵磁電流iLm線性增加。副邊二極管D13和D16繼續(xù)導通，流過諧振電流。各諧振電流和電壓為：

開關(guān)模態(tài)3[t3，t4]：t3時刻，諧振到達1/2周期，諧振電流ip等于勵磁電流iLm，副邊二極管ZCS關(guān)斷。此時刻輔助橋臂開關(guān)管Q1和主橋臂開關(guān)管Q5關(guān)斷，勵磁電流iLm對電容C1和C5充電，并通過飛跨電容Coss1、Coss2對電容C8和C4放電。

到t4時刻，C1和C5兩端電壓從0上升到Uin/2，C4和C8兩端電壓從Uin/2降為0。功率管Q8的反并二極管D8和開關(guān)管Q4的反并二極管D4導通，為開關(guān)管Q4和Q8的零電壓開通創(chuàng)造條件。諧振腔電壓UAC從Uin下降到0。

開關(guān)模態(tài)4[t4，t5]：t4時刻，開關(guān)管Q4和Q8實現(xiàn)零電壓開通。箝位二極管D9和D11導通。諧振腔電壓UAC維持0，諧振電容Cr、諧振電感Lr和勵磁電感Lm共同諧振的區(qū)間，勵磁電流iLm諧振下降。

開關(guān)模態(tài)5[t5，t6]：t5時刻，主橋臂開關(guān)管Q6關(guān)斷，諧振電流ip對電容C6充電，C7放電。至t6時刻，C6兩端電壓從0上升，C7兩端電壓從Uin/2下降到0，主橋臂輸出電壓UAO從0下降到-Uin/2。Q7的反并二極管D7導通，為Q7的零電壓開通創(chuàng)造條件。

在t6時刻，開關(guān)管Q7實現(xiàn)零電壓開通，而Q8之前已經(jīng)零電壓開通。故輔助橋臂輸出電壓UCO為0，而主橋臂輸出電壓UAO為-Uin/2。最后得到的諧振腔電壓UAC=–Uin/2，電路工作與開關(guān)模態(tài)0類似，電路進入后半個周期。

根據(jù)上述分析可知，上述6個模態(tài)中，模態(tài)1、3、5是過渡狀態(tài)，模態(tài)0、2、4是諧振腔電壓穩(wěn)定狀態(tài)。諧振腔上的電壓UAC是±Uin，±Uin/2和0的五電平信號，歸納如表2所示。

由于開關(guān)頻率等于諧振頻率，上表中的0電平狀態(tài)時間也很短。電路的調(diào)壓主要是通過調(diào)節(jié)±1，±1/2狀態(tài)來實現(xiàn)的。設±1狀態(tài)的占空比為Deff，可以得到該模式下的直流電壓增益為

顯然，本模式通過調(diào)節(jié)Deff，可以使電壓增益增加一倍。

1.4 高電壓增益模式

本模式下，主橋臂和輔助橋臂的開關(guān)管同時處于調(diào)頻工作狀態(tài)，兩者開關(guān)頻率fs相同，fs

在最小移相時間td內(nèi)，主輔橋臂各開關(guān)管發(fā)生換流，并實現(xiàn)了各開關(guān)管的ZVS開通，具體的工作原理與上節(jié)中描述類似，所以不再贅述。

在Q1、Q2、Q5和Q6共同導通的時間內(nèi)，主/輔橋臂的輸出電壓都是Uin/2，作用在諧振腔上的電壓UAC=Uin。

在Q3、Q4、Q7和Q8共同導通的時間內(nèi)，主/輔橋臂的輸出電壓都是-Uin/2，作用在諧振腔上的電壓UAC=-Uin。

可見，本模式中諧振腔電壓UAC為+Uin，-Uin和0三種電平。所以，本模式下的直流電壓增益為

2 與傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器比較

將所提五電平LLC諧振變換器與圖6所示三電平LLC諧振變換器比較。

2.1 直流電壓增益特性

整理所提五電平LLC諧振型變換器三種模式下的直流電壓增益Gv公式為：

假設n=2∶2，依式（10）得到所提電路電壓增益特性曲線如圖7的實線和圖8所示。圖7中B點左側(cè)是高電壓增益區(qū)，B點和A點間為中電壓增益區(qū)，A點右側(cè)是低電壓增益區(qū)。圖8為中電壓增益模式下的增益特性曲線，它是一個隨占空比Deff線性增加的斜線。

簡單從公式看，所提電路在高電壓增益模式下的Gv值是傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器Gv值的2倍。所以，在同樣的輸出范圍需求下，所提電路的主變壓器TX1原邊/副邊匝比n是傳統(tǒng)電路變壓器TX3的2倍。據(jù)此畫出傳統(tǒng)電路TX3的變比是1∶2，但其它諧振腔參數(shù)LrCrLm、負載電阻Ro值與所提電路相同時的電壓增益特性曲線如圖7的虛線所示。根據(jù)式（3）和式（2），同樣Ro值時，所提電路的Q值將是傳統(tǒng)電路的1/4。對比所提電路Q=0.25（圖7中實線）和傳統(tǒng)電路Q=1（圖7中虛線）在fn=0.7和0.6時的Gv值，兩者對比分別為2.1對2和2.25對1.9?？梢姡嵛咫娖诫娐冯妷涸鲆娲笥趥鹘y(tǒng)三電平電路電壓增益的2倍，這進一步拓寬了其輸出電壓的設計范圍。

而在圖7中B點右側(cè)的電壓增益區(qū)間，所提電路的開關(guān)頻率可以遠低于傳統(tǒng)電路的開關(guān)頻率，各個器件的開關(guān)損耗可以大大降低。這是因為盡管兩者這時都工作在移相軟開關(guān)模式，但移相軟開關(guān)主要是指開關(guān)管的ZVS開通，開關(guān)管的關(guān)斷仍然有損耗。開關(guān)管的外并電容可減小一些關(guān)斷損耗，但外并電容通常要達到開關(guān)管寄生電容的10倍以上才能認為無關(guān)斷損耗了，如此大的外并電容又會在空載或輕載無法實現(xiàn)ZVS開通時造成開通損耗過大，以及開關(guān)管的死區(qū)需要設置比較大，所以實際上外并電容一般選擇2～3倍的寄生電容值。這就造成了仍然存在關(guān)斷損耗，尤其是傳統(tǒng)拓撲這個時候開關(guān)頻率很高，關(guān)斷損耗就大大增加。所提電路在電壓增益范圍和效率上明顯具有優(yōu)勢。

為適應不同輸出電壓范圍，輔助變壓器TX2變比也可以不是1，電壓增益可以靈活設計。

2.2 諧振器件及參數(shù)

以下分析2種電路在高電壓增益模式下工作時諧振器件的特性。

假設2個電路都工作在B點，輸出電壓和負載功率一樣。采用的諧振電感，諧振電容和勵磁電感也一樣時。忽略損耗的影響，2個電路的諧振電流有效值可以表示為

在傳統(tǒng)三電平LLC諧振電路中，UAC=Uin/2;而五電平LLC諧振電路UAC=Uin。所以，所提電路的Ip值是傳統(tǒng)電路的一半。則有：

1）所提電路諧振電容上的電壓只有傳統(tǒng)電路諧振電容電壓的一半。

2）所提電路諧振電感的銅損只有傳統(tǒng)電路的1/4;磁損也可大幅減小，具體取決于磁芯特性。

3）所提電路中的主變壓器TX1與傳統(tǒng)電路中的變壓器TX3處理的功率一樣，故選擇的磁芯可以一樣。2個變壓器的副邊繞組電流和電壓等級也一樣，所以它們副邊繞組的設計也一樣。區(qū)別在于原邊繞組， TX1的原邊繞組的匝數(shù)應是TX3原邊繞組的2倍?？紤]到原邊繞組所占窗口面積一樣時，TX1原邊繞組電阻是后者的4倍。但由于TX1中的諧振電流是TX3的一半，所以兩者的銅損相等。

4）所提電路中輔助變壓器TX2的設計與TX1不一樣。TX2不作為諧振器件，漏感越小越好，磁芯不需要加氣隙，勵磁電流可以很小，磁損可以忽略。它的主要損耗是諧振電流帶來的銅損。TX2處理的功率是TX1的一半，再考慮它沒有漏磁附加的繞組高頻損耗，它的尺寸可以比TX1小很多。

LLC諧振參數(shù)的設計關(guān)鍵是要按照高電壓增益模式來進行，即依據(jù)式（9），設計方法同傳統(tǒng)三電平LLC諧振電路一樣。在高增益模式的最高輸出電壓和最大輸出電流下進行設計，諧振電感電流和諧振電容電壓最高，這樣能夠覆蓋諧振器件在中低電壓模式的需求。而諧振器件的應力參數(shù)則稍有別于傳統(tǒng)電路，電流應力與負載和變比有關(guān)，新電路主變壓器變比為傳統(tǒng)電路的2倍，故負載一定時，則新電路原邊的電流有效值為傳統(tǒng)電路的1/2，即電流應力減半。而諧振電容的最大電壓可表示為

可見，諧振電容電壓的應力與輸入電壓Uin、最大諧振電感電流ILr、開關(guān)頻率fs相關(guān)。值得注意的是新電路最大負載下的諧振腔輸入電壓為Uin，傳統(tǒng)電路為Uin/2，但是諧振電流為傳統(tǒng)電路的一半，且在滿載工況下開關(guān)頻率新電路會高于傳統(tǒng)電路。所以具體的應力需要根據(jù)具體的電路進行設計，但由于總的負載是一定的，故諧振電容電壓應力新電路與傳統(tǒng)電路相差不會很大。

2.3 開關(guān)管

比較2個電路電壓增益分別為2和1時的開關(guān)管特性。

1）當2個電路都工作在B點（Gv=2）時。所提電路各開關(guān)管流過的電流與傳統(tǒng)電路中對應的器件是一致的，所以2種電路可以選擇一樣的開關(guān)管，它們的損耗也一樣。但所提電路主/輔橋臂的開關(guān)管通過輔助變壓器TX2自然均流，而傳統(tǒng)電路中并聯(lián)的開關(guān)管均流特性則有不穩(wěn)定因素。

2）當2個電路Gv=1時。所提電路工作在A點，即諧振頻率點，只有主橋臂開關(guān)管工作。開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通，在勵磁電流點關(guān)斷;副邊二極管實現(xiàn)ZCS關(guān)斷。而傳統(tǒng)電路依據(jù)圖7的曲線，開關(guān)頻率要接近諧振頻率的2倍。各個器件帶來的開關(guān)損耗都大大增加。而如果傳統(tǒng)電路此時采用固定頻率（fs=fr1）移相調(diào)制方式，開關(guān)管關(guān)斷損耗仍會大于所提電路，另外還有循環(huán)電流帶來的附加損耗。所以，在低電壓增益模式時，所提電路的效率會明顯優(yōu)于傳統(tǒng)電路。更具體的分析限于篇幅不再贅述。

另外由于引入的輔助橋臂與主橋臂的關(guān)系為輸入并聯(lián)，而其輸出可認為是主橋臂輸入的一部分，所以開關(guān)管的電壓應力由于并聯(lián)輸入與主橋臂沒有沖突，始終是輸入電壓的一半。

2.4 綜合比較

綜合上述分析，得到2種變換器的性能比較如表3所示。

3 實驗驗證

在實驗室中搭建了一個300 VDC輸入， 90～220 VDC輸出，負載功率800 W的所提五電平LLC諧振變換器樣機，如圖9所示。并將其與圖6所示的傳統(tǒng)半橋三電平LLC諧振變換器進行了對比實驗。樣機具體試驗參數(shù)如表4所示。

傳統(tǒng)拓撲的器件選型基本與新拓撲一致，只是變壓器變比減半。

所提電路閉環(huán)控制框圖如圖10所示。采用了簡單的單電壓環(huán)控制方法，依據(jù)控制器的輸出ucon的幅值大小和開關(guān)頻率、移相角來進入不同的工作模式。輸出電壓的無極平滑調(diào)節(jié)取決于開關(guān)頻率和移相角的無縫切換。在具體實現(xiàn)中，將開關(guān)頻率和移相角也作為控制參數(shù)從而保證電壓平滑變化。

1）當ucon<低壓門檻uL時且fs>fr1，進入低電壓增益模式，ucon用于主橋臂開關(guān)管的調(diào)頻控制，而輔助橋臂的Q2和Q3始終導通，Q1和Q4始終關(guān)斷。2）當?shù)蛪洪T檻uL≤ucon≤高壓門檻uH且移相角大于最小移相角時，將ucon-uL賦值用于輔助橋臂開關(guān)管的移相角控制;電路不再進行調(diào)頻控制，開關(guān)頻率fs設為諧振頻率fr1，主橋臂開關(guān)管工作在諧振頻率的最大占空比狀態(tài)，此時電路處于中電壓增益模式;3）當ucon>高壓門檻uH時且移相角已處于最小移相角，電路再次進行調(diào)頻控制，將ucon-uH同時賦值用于主/輔助橋臂開關(guān)的調(diào)頻控制，電路處于高電壓增益模式。

值得指出的是，由于是閉環(huán)系統(tǒng)，輸出電壓平滑調(diào)節(jié)并沒有問題，但當所需輸出電壓對應的控制器需要工作在臨界點uL或uH時，由于電壓采樣的精度和干擾等問題，實際會造成控制器在臨界點uL或uH附近抖動，而3個模式對應的控制器動態(tài)特性有差異，從而容易導致此時的輸出電壓有些紋波，但只要電壓環(huán)控制器設計合理和輸出電容容值足夠，該紋波可以控制在額定范圍內(nèi)。

由于新拓撲有3種工作模式，所以按3種不同的輸出電壓測取了波形和效率，并進行對比。

圖11為輸出電壓90 V時，2種電路的波形。實驗中傳統(tǒng)拓撲僅靠調(diào)頻無法在最高開關(guān)頻率下實現(xiàn)90 V的穩(wěn)定輸出，所以最后采取了移相+調(diào)頻模式來輸出低壓。可以看出，此時傳統(tǒng)電路工作在最高開關(guān)頻率為180 kHz處。所提電路工作在低電壓增益模式，開關(guān)頻率為135 kHz。

圖12為輸出電壓160 V時，2種電路的波形?？梢钥闯?，所提電路工作在中電壓增益模式，開關(guān)頻率為130 kHz。將圖12（b）中的UAO與UBO波形相加，可見此時諧振腔電壓UAC是一個五電平波形，圖12（c）中明顯可以得出UAC為一個不對稱五電平波形，驗證了理論分析的正確性。圖12（d）為投卸載過程，電路動態(tài)響應良好。傳統(tǒng)電路此時調(diào)頻工作。

圖13為輸出電壓220 V時，2種電路的波形?？梢钥闯觯藭r傳統(tǒng)電路工作在開關(guān)頻率為87 kHz處，而所提電路開關(guān)頻率為約100 kHz。圖13（c）可看出主橋臂與輔助橋臂均流。圖13（d）為投卸載過程，電路動態(tài)響應良好。

圖14為新拓撲和傳統(tǒng)拓撲在不同輸出電壓時的效率對比圖。在低壓90 V輸出時，新拓撲比傳統(tǒng)拓撲效率高1.9%。在中壓160 V輸出時，新拓撲比傳統(tǒng)拓撲效率高0.58%。在高壓220 V輸出時，傳統(tǒng)拓撲比新拓撲略高，這是由于新拓撲的輔助變壓器增加的損耗大于諧振電感降低的損耗引起的。

4 結(jié) 論

針對寬范圍輸出場合，提出了一種高效率五電平LLC諧振變換器，與傳統(tǒng)的三電平LLC諧振變換器比較，其特點和優(yōu)點如下：

1）在同樣的諧振腔參數(shù)下，具有更高的電壓增益;在同樣的最高開關(guān)頻率下，具有更低的電壓增益。所提電路比傳統(tǒng)電路具有更寬的電壓增益。

2）在開關(guān)頻率大于等于諧振頻率的工作區(qū)間，所提電路的效率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)電路。

3）在開關(guān)頻率小于諧振頻率的工作區(qū)間，所提電路主/輔橋臂的開關(guān)管自動均流;

4）此種電路與變壓器連接方式同時可以應用于其他電路中，具有廣泛的推廣價值。

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（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2018-07-30

基金項目：大功率交流傳動電力機車系統(tǒng)集成國家重點實驗室開放課題（2017ZJKF10）;江西省科技廳重點研發(fā)計劃（20192BBE50017）;江西省應用研究培育計劃（20181BBE58008）

作者簡介：袁義生（1974—），男，博士，教授，研究方向為電力電子系統(tǒng)及控制技術(shù);

梅相龍（1995—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子系統(tǒng)及控制技術(shù);

張偉先（1974—），男，本科，高級工程師，研究方向為城市軌道交通技術(shù);

文 午（1991—），男，碩士，工程師，研究方向為電力電子技術(shù);

李 輝（1985—），男，碩士，高級工程師，研究方向為電力機車。

通信作者：袁義生