劉 寧，游有鵬

(南京航空航天大學 機電學院,江蘇 南京 210016)

0 引 言

電液比例放大器是電液比例閥的控制核心，直接影響電液比例閥的控制性能。目前，電液比例放大器主要有模擬式和數(shù)字式兩種。其中，模擬式比例放大器通過運算放大器等電子元件實現(xiàn)計算，原理簡單、電流控制精確(顫振信號疊加方便)，但功耗溫升大、對電路元件依賴性強；數(shù)字式比例放大器通過微處理器實現(xiàn)恒流控制，不僅數(shù)據(jù)處理能力強，有利于復雜算法的實現(xiàn)，而且驅(qū)動電路采用脈寬調(diào)制(PWM)信號，控制絕緣柵場效應管(MOS)工作在截止區(qū)和飽和區(qū)，功耗和發(fā)熱更低，已逐漸成為當今比例放大器的發(fā)展主流[1]。

本文針對現(xiàn)有數(shù)字式比例放大器的不足，圍繞影響性能較大的驅(qū)動電路和控制信號顫振疊加開展分析設計：對常用的反接卸荷式驅(qū)動電路存在的問題進行分析和改進設計；給出顫振疊加的實現(xiàn)方法，并對顫振疊加信號的類型和參數(shù)進行仿真分析與實驗比較。

1 驅(qū)動電路設計

數(shù)字式比例放大器主要包括控制電路和驅(qū)動電路兩部分?？刂齐娐芬晕⑻幚硇酒瑸楹诵模嬎悴⑤敵鯬WM控制信號；驅(qū)動電路負責將控制信號功率放大驅(qū)動比例閥。為了保證控制精度和抗干擾性能，常引入閥芯位置反饋和電流反饋[2]。

整個比例放大器構成如圖1所示。

圖1 比例放大器系統(tǒng)框圖

目前，數(shù)字式比例放大器大多采用反接卸荷式驅(qū)動電路[3-4]，其電路原理簡圖如2所示。

圖2 反接卸荷式電路原理簡圖

圖2中，由MOS管控制的上、下橋臂同時導通或關斷，當UPWM由邏輯1跳變到0時，上、下橋臂同時關斷，由于比例電磁鐵電感的續(xù)流作用，會在線圈兩端產(chǎn)生反向的驅(qū)動電壓，導致電流迅速泄放完畢。

這種方式下驅(qū)動電路的動態(tài)頻寬好，不僅可用于電液比例閥驅(qū)動，也適用于柴油機電子燃油噴射等高頻響系統(tǒng)。

但由于電流泄放速度快，當UPWM占空比小于50%時，可能導致比例電磁鐵電流不連續(xù)，即斷流現(xiàn)象，從而導致低占空比時閥芯驅(qū)動能力迅速下降，影響閥的控制性能。

為解決這一問題，本文將反接卸荷式驅(qū)動電路上橋臂和下橋臂的MOS管控制端分開獨立控制，構成雙邊驅(qū)動電路。

雙邊驅(qū)動電路原理簡圖如圖3所示。

圖3 雙邊驅(qū)動電路原理簡圖

筆者通過設計不同的控制邏輯，形成驅(qū)動電路的多種工作模式。

模式1。上、下橋臂同時輸入PWM波，電路為傳統(tǒng)反接卸荷式驅(qū)動電路；

模式2。上橋臂導通，下橋臂輸入PWM波，電路為低邊驅(qū)動形式，通過調(diào)整PWM占空比調(diào)節(jié)電流。下橋臂關斷時電流通過二極管續(xù)流泄放較慢，電流連續(xù)；

模式3。上、下橋臂同時關斷，電路為反接卸荷形式，在反向24 V作用下電流迅速泄放，可以與模式2配合使用。

雙邊驅(qū)動電路的3種工作模式及其對應的控制邏輯如圖4所示。

圖4 雙邊驅(qū)動電路工作模式上、下橋臂導通為邏輯1，關斷為邏輯0；UAB—閥兩端電壓；i—比例電磁鐵電流

圖4可知：

利用雙邊驅(qū)動電路可以靈活組合出多種驅(qū)動電路形式。如將其應用于電液比例方向閥的控制，只需模式2與模式3配合使用：同向調(diào)節(jié)比例閥開口大小時，可用模式2保證比例電磁鐵電流連續(xù)，避免小占空比時反接卸荷式驅(qū)動電路的斷流問題；切換方向時，可用模式3實現(xiàn)電流迅速泄放，提高換向速度。

因此，通過雙邊驅(qū)動電路及組合控制邏輯，不僅克服了反接卸荷式驅(qū)動電路PWM信號低占空比的斷流問題，提高了閥芯定位精度，還可方便地實現(xiàn)比例方向閥快速換向控制。

2 顫振疊加與分析比較

由于閥芯與閥套間靜摩擦大于動摩擦，閥芯運動靈敏度會降低并且?guī)в袦h(huán)。比例放大器常通過疊加顫振信號提高靈敏度、改善滯環(huán)[5]。

2.1 顫振疊加電路設計

數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動信號為PWM波，顫振信息的疊加只能通過PWM波占空比體現(xiàn)。疊加的實現(xiàn)方法有軟件和硬件兩種，但通過軟件編程進行疊加不便，本文采用硬件實現(xiàn)，思路是先將微處理器產(chǎn)生的PWM信號經(jīng)過濾波成為直流，線性疊加顫振信號后，再將其調(diào)制為PWM波[6]，此時的PWM波占空比便帶有了顫振信息。

顫振信號線性疊加到直流信號采用加法電路實現(xiàn)，如圖5所示。

圖5 顫振線性疊加電路

當PWM控制信號頻率大于R1和C1組成的低通濾波器截止頻率的10倍時，認為高頻諧波完全濾去，PWM控制信號在A點變?yōu)榉€(wěn)定直流信號，即：

(1)

通過式(1)計算，可選擇合適的電阻電容值。根據(jù)相關資料，此處取電阻R1=5 kΩ，電容C1=100 nF，這樣運算電路工作穩(wěn)定可靠、元件廉價易得[7]。

加法電路輸出端與B、Z兩輸入端之間的關系可以近似表示為：

(2)

式中：UBdc—B點PWM控制信號的平均值；UZ—Z點顫振電壓值。

由式(2)可知：通過調(diào)整UZ或R3可獨立調(diào)整顫振幅值；由于運算放大器輸出反相，需后接反相器調(diào)相[8]。

同時，PWM調(diào)制的三角波頻率決定了后級驅(qū)動電路中MOS管的開關頻率，為了降低MOS管功耗和溫升，開關頻率不宜太高，但是開關頻率太小也會導致比例電磁鐵電流寄生顫振[9]，因此，這里筆者選擇三角波頻率為1 000 Hz。

2.2 顫振信號的比較分析

工程上常用的顫振信號主要有三角波、正弦波、方波3種，如何選擇其類型以及幅值、頻率將直接影響比例閥性能。為此，本文以閥芯微動幅值大小和滯環(huán)改善情況為評價指標，通過建模仿真和實驗對3種顫振信號及其參數(shù)進行評價和優(yōu)選。

首先本研究通過仿真比較3種顫振信號的優(yōu)劣。

根據(jù)電路組成結構，筆者在Simulink中建立比例閥及其放大器的開環(huán)模型，如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)仿真模型

其中，顫振信號疊加和調(diào)制部分根據(jù)前文電路搭建；比例閥電流慣性環(huán)節(jié)和閥芯位移環(huán)節(jié)的具體模型推導可參見有關資料[10]。

仿真時，筆者給定控制信號為1.65 V階躍信號，分別疊加3種顫振信號后比較閥芯處的微動幅值；顫振信號頻率為100 Hz、150 Hz和200 Hz，顫振幅值為20%。

實驗得到3種顫振疊加的閥芯微動幅值如表1所示。

表1 階躍信號下不同顫振疊加的閥芯微動比較

從表1可以看出：

疊加方波顫振后閥芯微動值最大，原因可能是方波包含多次諧波，即使有部分高次諧波被平滑濾去，仍有部分諧波保留為閥芯微動做出貢獻；同時，一定范圍內(nèi)閥芯微動幅值隨顫振信號頻率增加而下降。當給定控制信號為幅值3.3 V、頻率為5 Hz正弦波，仿真上述3種顫振疊加時的閥芯微動情況，仍然是疊加方波顫振后閥芯微動幅值最大。

可見，正弦波、三角波、方波3種顫振疊加信號中，方波的顫振效果最好。

2.3 實驗及結果分析

為驗證數(shù)字比例放大器的顫振疊加效果，筆者將前述電路制板并進行實驗。實驗中，通過比例閥LVDT裝置反饋的閥芯滯環(huán)大小Ufb評判顫振疊加效果。

首先比較相同參數(shù)下方波顫振、三角波顫振和正弦波顫振對閥芯滯環(huán)的影響。為方便觀察，筆者選擇顫振信號頻率為100 Hz，顫振幅值為20%。

改變PWM控制信號占空比，控制閥芯位移從0到極值再返回到0，得到同一占空比下閥開口增大和減小時的閥芯位移反饋值Ufb+和Ufb-，將其作差得到閥芯位移滯環(huán)值Ufb，通過最小二乘擬合后，3種顫振疊加20%的閥芯滯環(huán)對比如圖7所示。

圖7 3種顫振疊加20%的閥芯滯環(huán)對比

從圖7可得，疊加方波顫振后閥芯滯環(huán)小于疊加三角波和正弦波的閥芯滯環(huán)，說明了相同參數(shù)下方波顫振信號效果更佳。

為比較不同振幅的顫振信號對閥芯滯環(huán)的影響，筆者分別設定振幅為0、10%、20%、30%的顫振方波，重復上述實驗。

實驗可得出的閥芯滯環(huán)值如圖8所示。

圖8 疊加不同振幅方波顫振的閥芯滯環(huán)對比

從圖8可得，在一定范圍內(nèi)，閥芯滯環(huán)隨顫振幅值增大而減小，疊加20%的顫振方波時，閥芯滯環(huán)比無顫振時減小近40%。

為了保證閥芯運動精度，實際應用中疊加20%的顫振信號即可，無需加大顫振幅值。

3 結束語

本文對數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動電路和控制信號顫振疊加進行了分析與設計，在驅(qū)動電路方面，分析了反接卸荷式電路的不足，并提出了雙邊驅(qū)動電路及其工作模式；在控制電路方面，給出了一種顫振疊加電路方案，對顫振信號類型和參數(shù)的作用效果進行了建模仿真和實驗驗證。

研究結果表明：方波顫振在提升閥芯運動靈敏度和減小滯環(huán)方面優(yōu)于三角波和正弦波顫振；疊加20%的方波顫振比無顫振疊加的閥芯滯環(huán)減小近40%，可顯著改善比例閥的定位精度。

本研究可對數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動電路設計和控制信號顫振疊加提供一定的參考。