江師齊，劉藝濤，金典恒，潘學(xué)偉

（1.深圳大學(xué)機(jī)電與控制工程學(xué)院，深圳518000；2.哈爾濱工業(yè)大學(xué)深圳研究生院機(jī)電工程與自動(dòng)化學(xué)院，深圳 518000）

逆變器是可再生能源并網(wǎng)系統(tǒng)的重要部分，其整體性能直接影響到并網(wǎng)電流的質(zhì)量。以往主要是在高頻開關(guān)電源的設(shè)計(jì)上考慮電磁干擾，而在并網(wǎng)逆變器中卻常常忽略這一點(diǎn)[1]。隨著半導(dǎo)體材料的飛速發(fā)展與更新，電力開關(guān)器件的開關(guān)頻率越來越高[2]，雖然大大提高了系統(tǒng)效率，但是在開關(guān)器件快速開通和關(guān)斷過程中產(chǎn)生了較大的電壓與電流突變，從而與系統(tǒng)間或系統(tǒng)與地之間的寄生電感或電容發(fā)生耦合，產(chǎn)生傳導(dǎo)電磁干擾[3]。這也是逆變器研究逐漸需要重視的問題。

電磁干擾 EMI（electromagnetic interference）濾波器的干擾抑制效果主要體現(xiàn)在與噪聲源阻抗密切相關(guān)的插入損耗上[4]。在逆變器中，存在電感和電容等非線性器件，導(dǎo)致逆變器的阻抗值處于不斷變化的狀態(tài)，從而給EMI濾波器的設(shè)計(jì)帶來了極大困難[5-6]。傳統(tǒng)抑制傳導(dǎo)電磁干擾的無源濾波器是單級濾波器，但是用于EMI濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)的方法還沒有系統(tǒng)化，常用的是根據(jù)一定經(jīng)驗(yàn)確定的差模濾波器和共模濾波器的截止頻率，進(jìn)而確立器件參數(shù)值，在實(shí)際應(yīng)用中其有效性不能完全保證[5]。本文根據(jù)傳導(dǎo)電磁干擾的特點(diǎn)，對單級濾波器電路做了拆分和簡化分析，通過噪聲源阻抗的測試數(shù)據(jù)和噪聲所需要的衰減幅度來進(jìn)行濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)對此方法的有效性進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 濾波器結(jié)構(gòu)選取和等效化簡

1.1 傳導(dǎo)電磁干擾特性分析

圖1為逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，共模干擾噪聲主要由系統(tǒng)各部分與地之間的電位差變化因子和雜散電容之間耦合而產(chǎn)生，其傳播回路由相線或中線、被干擾設(shè)備和地線構(gòu)成；差模干擾主要是由脈沖寬度調(diào)制PWM方法產(chǎn)生的高頻噪聲，經(jīng)相線、被干擾設(shè)備和中性線構(gòu)成回路[3]。通過傳導(dǎo)方式可知，共模干擾存在于相線或中線與地之間，在相線和中線上的共模干擾電流幅值相等、相位相同，而在相線和中線上的差模干擾電流則是幅值相等、相位相反[3]，傳導(dǎo)路徑如圖2所示。抑制傳導(dǎo)干擾的無源方法一般是通過電感和電容來構(gòu)成低通濾波器。單級濾波器的干擾抑制效果比較理想且結(jié)構(gòu)簡單，分析設(shè)計(jì)方便[7]，故本文選取的EMI濾波器為單級濾波器。考慮到共模干擾和差模干擾的特性，共模電感采用雙繞組的共模扼流圈，差模采用獨(dú)立電感，濾波電容則應(yīng)根據(jù)其自諧振頻率選取合適的類型[8]。

1.2 濾波器的建模與簡化分析

單級濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示，其中L1為共模扼流圈，L2為差模獨(dú)立電感，C1為差模電容，C2為共模電容。根據(jù)共模電感的特性可知，共模電感對差模干擾電流的抑制作用主要是由其漏電感造成的[9]，所以可將單級濾波器進(jìn)行拆分化簡，再由電感和電容的串、并聯(lián)特性得到如圖4所示的共模和差模等效結(jié)構(gòu)。

圖4中LSI為共模電感的漏電感。一般情況下，共模電感L1遠(yuǎn)大于差模電感L2，差模電容C1遠(yuǎn)大于共模電容C2，故可將電路進(jìn)一步簡化為圖5所示的結(jié)構(gòu)，等效成最簡單的LC低通濾波器模型[10]。其中 ，LCM=L1+L2/2≈L1，CCM=2C2，LDM=2L2+LSI，CDM=C1//0.5C2≈C1。LC電路的截止頻率與諧振頻率近似相等[11]，所以可分別得到共模濾波器和差模濾波器截止頻率的近似表達(dá)式，即

由式（1）得共模電感L1和差模電容C1分別為

根據(jù)上述分析可以得到共模和差模濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)依據(jù)，通過合理確立各自截止頻率的值則可快速地進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。

2 噪聲源阻抗分析和估測

2.1 噪聲源阻抗的影響

濾波器對傳導(dǎo)電磁干擾的抑制能力由插入損耗IL（insertion loss）來衡量，其定義為其中，P1表示未接EMI濾波器時(shí)從噪聲源傳輸?shù)截?fù)載的功率，P2表示接入濾波器后從噪聲源傳輸?shù)截?fù)載的功率。忽略漏感的影響，共模電感只對共模干擾起作用，差模電容只對差模干擾起作用。在進(jìn)行等效建模時(shí)，為了確立噪聲源阻抗與某對應(yīng)量之間的關(guān)系，在只考慮共模電感和差模電容的影響下分別進(jìn)行建模，如圖6所示。

根據(jù)圖6可以推出安裝濾波器前后，從噪聲源傳輸?shù)絃ISN端的共模噪聲電壓VCM1、VCM2和差模噪聲電壓VDM1、VDM2的表達(dá)式分別為

進(jìn)而可以得到共模和差模濾波器插入損耗的簡化表達(dá)式，即

式中：IsCM和IsDM分別為共模和差模噪聲源等效電流；ZsCM和ZsDM分別為相應(yīng)的等效源阻抗；RloadCM和RloadDM分別為LISN的共模和差模等效阻抗。

2.2 噪聲源阻抗的估測

根據(jù)第2.1節(jié)的分析，利用1個(gè)等效阻抗值已知的線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（linear impedance stabilization network）進(jìn)行簡單的測試實(shí)驗(yàn)，來求出噪聲源阻抗在某些特定頻率處的阻抗值，從而可以得到其大致的變化曲線。分別在待測設(shè)備后接入?yún)?shù)值已知的共模電感和差模電容，算出在某些特定頻率點(diǎn)的衰減值，根據(jù)式（5）可以得到和，最后根據(jù)式（6）和式（7）計(jì)算出噪聲源在任意頻率處的阻抗值。本文分別選取100 μH的共模電感和1 μF的差模電容作為測試電感和電容，采用LISN等效阻抗值為50 Ω，衡量標(biāo)準(zhǔn)為GB4343-MainTerm，對單相逆變器進(jìn)行測試，所得數(shù)據(jù)如表1所示。

根據(jù)計(jì)算出的阻抗數(shù)據(jù)繪制圖7所示噪聲源阻抗變化近似曲線，阻抗測量頻率的取值范圍是150～5 000 kHz?？紤]到電感、電容等的高頻特性，取5 000 kHz以內(nèi)的頻率點(diǎn)比較可靠。阻抗源是濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)的重要考慮因素之一，根據(jù)式（6）和式（7）可知，對于共模濾波電感，在某一頻率處其等效阻抗較之共模噪聲源阻抗越大，濾波效果越好；而對于差模濾波電容，其阻抗較之差模噪聲源阻抗越小，濾波效果越好。

表1 噪聲源阻抗測試數(shù)據(jù)Tab.1 Noise source impedance measurement data

3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)

進(jìn)行濾波器的有效設(shè)計(jì)需要確定合理的濾波截止頻率。本文先計(jì)算出選取的超標(biāo)頻率點(diǎn)所需的共模和差模截止頻率值，然后取其各自最小值作為共模濾波器和差模濾波器截止頻率的設(shè)計(jì)目標(biāo)。某一頻率點(diǎn)所需的截止頻率可表示為

式中：f*為需要衰減的頻率值；Ar為此頻率點(diǎn)所需的衰減值；為所需的截止頻率[12]。

通過EMI測試設(shè)備獲取共模和差模Ar，即

式中：Ah為所測頻率點(diǎn)的噪聲幅值；Limit為標(biāo)準(zhǔn)限制值；6 dBμV為安全裕度[13]。

電磁干擾測量值如圖8所示。根據(jù)式（8）計(jì)算出針對每個(gè)頻率點(diǎn)所需要的截止頻率值，計(jì)算結(jié)果如表2所示。設(shè)計(jì)時(shí)，分別選取和作為共模濾波器和差模濾波器的截止頻率，可以保證所設(shè)計(jì)的截止頻率滿足整個(gè)頻段的要求。通過對噪聲源阻抗對濾波器效果的影響分析可知，當(dāng)共模電感等效阻抗遠(yuǎn)大于共模噪聲源阻抗、差模電感等效阻抗小于差模噪聲源阻抗時(shí)，濾波效果最佳[14]。 由表 1 可知，ZsCMmax=299.1 Ω，ZsDMmin=26.7 Ω，考慮到體積和成本，分別選取 5ZsCMmax≈1 500 Ω，ZsDMmin≈14 Ω作為共模電感和差模電容在截止頻率處的等效阻抗，得到共模電感LCM=3.6 mH，差模電容 CDM=0.39 μF。

考慮到電感和電容寄生參數(shù)在高頻段的影響，選取的共模器件都是自諧振頻率較高的錳鋅高磁導(dǎo)率鐵氧體材料，差模器件的自諧振頻率稍低[15]。共模電感漏感的影響可表示為

表2 所需截止頻率計(jì)算值Tab.2 Calculated values of required cut-off frequency

表3 參數(shù)設(shè)計(jì)Tab.3 Parameter design

4 仿真和實(shí)驗(yàn)

根據(jù)第3節(jié)濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)，對單相并網(wǎng)逆變器的傳導(dǎo)電磁干擾進(jìn)行仿真分析，并通過實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證EMI濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性。系統(tǒng)參數(shù)為：電網(wǎng)電壓有效值Vg=220 V/50 Hz，直流電源電壓Vdc=420 V，開關(guān)頻率fs=15 kHz，單相并網(wǎng)逆變器有功功率額定值Pn=2 kW。理想情況下共模、差模濾波器的插入損耗如圖9所示，從插損曲線整體上看，效果較好。在仿真環(huán)境下，通過搭建與EMI接收機(jī)匹配的LISN將EMI噪聲電壓導(dǎo)出，然后對噪聲電壓數(shù)據(jù)作傅里葉變換分析[17]，如圖10所示。

濾波前、后導(dǎo)出的噪聲電壓如圖11所示，濾波后噪聲電壓有了很大程度的衰減。傅里葉變換后得到噪聲電壓的頻譜如圖12所示，從仿真濾波效果上看，干擾電壓在整個(gè)頻段的衰減趨勢與插入損耗基本匹配。由于仿真中沒有考慮濾波電感和電容的分布參數(shù)在高頻段造成的影響，所以高頻段的衰減趨勢會(huì)有一定差別。

最后在單相逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析，系統(tǒng)參數(shù)與仿真一致。設(shè)計(jì)的單級濾波器實(shí)物如圖13所示，整個(gè)系統(tǒng)的測試結(jié)構(gòu)如圖14所示。

在同一環(huán)境條件下分別對接入濾波器前、后系統(tǒng)的傳導(dǎo)EMI進(jìn)行了測試，測試環(huán)境的底噪如圖15（a）所示，基本符合要求，測量標(biāo)準(zhǔn)是針對電力電子設(shè)備的電磁干擾標(biāo)準(zhǔn)GB4343-MainTerm,對濾波器的濾波效果測試如圖15（b）～（d）所示。由圖15（c）和（d）間的對比可知，傳統(tǒng)截止頻率法設(shè)計(jì)的濾波器雖然對EMI有很大程度的抑制作用，但是在某些頻率點(diǎn)處的抑制效果不佳，達(dá)不到要求，還需要進(jìn)一步對電感和電容的參數(shù)做測試整改。而經(jīng)過考慮噪聲源阻抗的截止頻率法設(shè)計(jì)的濾波器濾波后，0.15～1 MHz頻段內(nèi)噪聲幅值衰減了約 30 dB；1～10 MHz頻段內(nèi)噪聲幅值衰減了約45 dB；10 MHz以上高頻段噪聲幅值衰減了約20 dB。整個(gè)測試頻段上的EMI噪聲平均值得到了33.1 dB的衰減，比較接近預(yù)期的效果，且EMI的幅值都降到了限制值以下，并保留了6 dB以上的裕度。實(shí)驗(yàn)表明，通過此方法設(shè)計(jì)的濾波器對單相逆變器中的傳導(dǎo)電磁干擾產(chǎn)生了很好的抑制效果，可以在提高工程設(shè)計(jì)效率的同時(shí)保證有效性。

5 結(jié)語

本文對EMI單級濾波器做了等效分解建模，分別對共模與差模噪聲源阻抗對濾波器濾波效果的影響進(jìn)行了詳細(xì)分析，推導(dǎo)出噪聲源阻抗與濾波效果之間的數(shù)學(xué)關(guān)系。通過實(shí)驗(yàn)測得共模和差摸噪聲源阻抗的變化范圍，根據(jù)單相逆變器的噪聲衰減需求量和噪聲源阻抗測試值對EMI濾波器參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)。最后在仿真和實(shí)驗(yàn)中對基于噪聲源阻抗的EMI濾波器的設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了驗(yàn)證，結(jié)果表明，根據(jù)此方法設(shè)計(jì)的濾波器對逆變器系統(tǒng)的傳導(dǎo)電磁干擾起到了非常有效的抑制作用。與工程應(yīng)用上傳統(tǒng)的EMI濾波器設(shè)計(jì)相比，這種方法可以加快EMI濾波器的設(shè)計(jì)進(jìn)度，同時(shí)保證整個(gè)測試頻段的有效性，據(jù)有很強(qiáng)的應(yīng)用價(jià)值。