黃 彪

（貴州航天林泉電機(jī)有限公司0616研究所，貴州 貴陽 550081）

0 引 言

多電/全電飛機(jī)技術(shù)是未來航空航天發(fā)展的一個(gè)主流方向，對(duì)飛機(jī)電源系統(tǒng)的集成度和多功能化提出更高的要求[1]。隨著現(xiàn)代科學(xué)和航空技術(shù)的飛速發(fā)展，飛機(jī)的功能日益完善，機(jī)載用電設(shè)備的種類及功率持續(xù)增加，其對(duì)供電電源的需求不斷增加。飛機(jī)上的很多航電設(shè)備一直采用28 V直流電壓供電[2]，為此需要研制大功率的開關(guān)電源將飛機(jī)發(fā)電機(jī)輸出的高壓交流電變換為28 V直流電輸出，為飛機(jī)航電設(shè)備供電。

對(duì)于特種飛機(jī)超寬輸入電壓范圍的情況，常規(guī)的單級(jí)功率變換存在變壓器設(shè)計(jì)及器件選擇困難的問題，且電源系統(tǒng)穩(wěn)定性不易控制，若采用兩個(gè)電源直接串聯(lián)則會(huì)導(dǎo)致體積大、整體變換效率低、負(fù)載動(dòng)態(tài)性能差等問題難以解決。根據(jù)實(shí)際工程情況，本文采用一種四路交錯(cuò)boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，不僅滿足超寬范圍輸入電壓的隔離穩(wěn)壓變換要求，而且實(shí)現(xiàn)了高效率的功率變換。

1 電源結(jié)構(gòu)與原理

電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。主功率拓?fù)洳捎盟穆方诲e(cuò)boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓?fù)?，電源分為前?jí)AC/DC變換部分和后級(jí)DC/DC隔離變換部分。前級(jí)變換部分采用四路交錯(cuò)boost電路，主要作用是主開關(guān)管根據(jù)UCC28070控制芯片的占空比大小將輸入電壓升高至一個(gè)合適的中間母線電壓。后級(jí)隔離變換部分采用移相全橋+同步整流電路，采用集成了同步整流功能的移相全橋控制芯片UCC28950控制電源輸出穩(wěn)定的直流電壓。

圖1 電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

控制電路采用雙閉環(huán)反饋控制，電流內(nèi)環(huán)控制使系統(tǒng)能對(duì)電壓的變化快速響應(yīng)，電壓外環(huán)控制使系統(tǒng)能對(duì)負(fù)載電流快速響應(yīng)，具有很快的響應(yīng)速度。工作中實(shí)際采集的電壓電流信號(hào)與基準(zhǔn)進(jìn)行比較，生成誤差信號(hào)，同時(shí)將誤差信號(hào)傳遞到控制電路?？刂齐娐犯鶕?jù)誤差控制信號(hào)，調(diào)制占空比大小，從而控制開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，最終實(shí)現(xiàn)輸出電壓的閉環(huán)穩(wěn)定控制。

2 電源設(shè)計(jì)

借助新器件、新工藝、新材料及新拓?fù)洳粩鄡?yōu)化改進(jìn)，可以設(shè)計(jì)出高性能的電源。器件串聯(lián)能解決電壓應(yīng)力問題，器件并聯(lián)能解決電流應(yīng)力問題，合適的串并聯(lián)能擴(kuò)大電源的輸出功率和提高電源系統(tǒng)的效率，用鋁基板工藝來解決器件散熱難的問題。

2.1 前級(jí)AC/DC部分

四路交錯(cuò)boost電路前端為EMI濾波及三相不控整流電路，使產(chǎn)品具備很好的電磁兼容性能，對(duì)輸入交流電進(jìn)行平滑濾波，減小輸入電壓電流脈動(dòng)。加入軟啟動(dòng)電阻及繼電器來減小開機(jī)浪涌電流而不增加電路損耗。

傳統(tǒng)Boost電路輸入電流紋波及輸出電壓紋波較大，其適用功率等級(jí)較小。在相同的功率等級(jí)下，電感電流連續(xù)模式n路交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路中的每個(gè)開關(guān)器件的電流應(yīng)力為傳統(tǒng)Boost電路的1/n，減小了輸入和輸出紋波[3]。

本文前級(jí)采用了基于UCC28070的4路交錯(cuò)并聯(lián)變換的設(shè)計(jì)方案，AC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。由于輸入電壓范圍過寬，常規(guī)全電壓范圍進(jìn)行boost升壓處理會(huì)使器件電壓電流應(yīng)力增大和磁性器件設(shè)計(jì)困難，因此通過不同方案對(duì)比，采取對(duì)輸入電壓進(jìn)行分段處理是最優(yōu)的方法。當(dāng)輸入交流電壓整流后電壓低于直流280 V時(shí)，boost升壓電路工作在變占空比狀態(tài)；當(dāng)輸入交流電壓整流后電壓不小于直流280 V時(shí)，boost升壓電路的開關(guān)管不工作，前級(jí)電路處于不控整流工作狀態(tài)。此分段電壓處理方式很好地規(guī)避了寬電壓范圍變換導(dǎo)致器件電壓電流應(yīng)力過大和磁性器件設(shè)計(jì)困難的問題，同時(shí)提高了系統(tǒng)效率及穩(wěn)定性。

兩個(gè)UCC28070控制芯片產(chǎn)生4路交錯(cuò)boost電路，開關(guān)頻率為100kHz，每個(gè)芯片產(chǎn)生的PWM波相位相差180°，兩控制芯片間產(chǎn)生的PWM波相位相差90°，使各路PWM波相位依次相差90°。與傳統(tǒng)的Boost升壓電源相比，本電源開關(guān)頻率等效為傳統(tǒng)Boost升壓電源的4倍，在輸入輸出電壓相同的條件下，可以顯著減小輸入電感和輸出電容。

常規(guī)并聯(lián)電路存在各支路不均流缺陷，為解決各支路均流問題，基于平均電流控制的原理，在并聯(lián)支路內(nèi)部加入補(bǔ)償環(huán)，根據(jù)各支路電流與給定輸入電流的相對(duì)誤差對(duì)各個(gè)支路的占空比進(jìn)行調(diào)整補(bǔ)償，使各支路的電流基本相等，從而減小開關(guān)管電流應(yīng)力。

2.2 后級(jí)DC/DC部分

若對(duì)前級(jí)寬輸入交流電壓（100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz）進(jìn)行常規(guī)不控整流變換，則前級(jí)輸出直流電壓為141～425 V，本文前級(jí)通過對(duì)輸入電壓進(jìn)行分段處理，控制前級(jí)輸出直流電壓在280～425 V，把輸入給DC/DC部分的電壓范圍縮小了一半，便于后級(jí)處理，但是輸入端電壓相對(duì)輸出28.5 V電壓還是太大。為進(jìn)一步減小變壓器原副邊電壓電流應(yīng)力，采用如圖3所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，變壓器兩個(gè)原邊先串聯(lián)后并聯(lián)在一起，變壓器副邊全橋同步整流濾波后經(jīng)過MOS管再統(tǒng)一并聯(lián)在一起?；贛OS管器件正溫度特性，此電路能實(shí)現(xiàn)自主均流功能，無需做額外復(fù)雜的輸出均流控制。

2.3 樣機(jī)設(shè)計(jì)

圖2 AC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖3 DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文采用UCC28070和UCC28950作為前后級(jí)控制芯片，設(shè)計(jì)了一臺(tái)28.5 V/4 kW樣機(jī)，開關(guān)頻率皆為100kHz，鑒于輸出低壓大電流特性，重量及體積指標(biāo)要求嚴(yán)格，并且需進(jìn)行防水防鹽霧設(shè)計(jì)。常規(guī)的MOS管及整流管的損耗過大，嚴(yán)重限制了電源效率的提高和體積的減小。因此，采用了全橋移相軟開關(guān)和變壓器副邊同步整流技術(shù)[4]，對(duì)所采用功率器件物理特性及電特性進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)及選型。變壓器原邊采用2顆SPW47N60CFD進(jìn)行并聯(lián)，變壓器副邊全橋同步整流及后端自主均流用開關(guān)管采用用4顆SuperSO8封裝的BSC046N10NS3G并聯(lián)，此MOS管導(dǎo)通阻抗、寄生電容及尺寸都非常小，極大地減小了開關(guān)及導(dǎo)通損耗，減小了樣機(jī)體積，并且具備短時(shí)間2倍過載能力，極大程度地提高了電源效率、減小了電源的體積和重量。

由于輸出的是低電壓大電流，熱損耗在所難免，樣機(jī)需要自散熱，無法提供強(qiáng)迫風(fēng)冷及液冷條件，只能通過熱傳導(dǎo)方式，而器件溫度是影響器件壽命的最大因素。因此，采用了鋁基板作為器件安裝散熱基板，使器件產(chǎn)生的熱量及時(shí)有效的導(dǎo)出，降低了器件溫度，提高了產(chǎn)品可靠性。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論

圖4、圖5為樣機(jī)相關(guān)性能的測(cè)試結(jié)果，其中圖4為在3個(gè)不同電壓及頻率條件下，不同負(fù)載情況的電源轉(zhuǎn)換效率曲線。從圖中可以看出，100 V/750 Hz輸入情況下效率最低，當(dāng)負(fù)載功率達(dá)到額定功率的29.5%時(shí)，整機(jī)效率就超過了90%；200 V/1 175 Hz輸入情況下，在64%額定負(fù)載處，整機(jī)得到了最高效率95.7%，而后由于輸出電流進(jìn)一步加大，輸出損耗加大，效率緩慢降低。

圖4 不同輸入電壓及頻率下效率曲線

圖5為在額定4 kW負(fù)載條件下，輸入電壓范圍在100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz變化時(shí)的電源轉(zhuǎn)換效率曲線。在額定負(fù)載條件下，200 V/1 175 Hz輸入時(shí)得到整機(jī)系統(tǒng)的最高效率95.07%。

常規(guī)寬范圍輸入隔離低壓大電流輸出大功率電源典型最高效率為92%[5]，而本機(jī)整機(jī)額定負(fù)載狀態(tài)最高效率為200 V/1 175 Hz條件下得到的95.07%，變換效率提高大于3%?？梢?，本文通過運(yùn)用四路交錯(cuò)boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、新工藝、新器件及鋁基板散熱技術(shù)，滿足了特種無人飛機(jī)對(duì)電源高效率、高功率密度、寬輸入電壓范圍以及低壓大功率輸出的需求。

圖5 不同輸入電壓及頻率下效率曲線