宋 煒，張淮清，肖 輝，彭文雄，肖冬萍

(重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室，重慶 400044)

0 引言

微波無線能量傳輸(Microwave Wireless Power Transfer，MWPT)是空間太陽能電站牽引的關(guān)鍵技術(shù)之一[1]，其實現(xiàn)的移動供能應(yīng)用將帶來顛覆性變化，被中國科協(xié)列為十大變革性、顛覆性技術(shù)之一。MWPT系統(tǒng)主要由微波源、發(fā)射天線和接收整流天線組成，其中整流天線又包括接收天線和整流電路，通常微波整流電路由輸入帶通濾波器、匹配網(wǎng)絡(luò)、整流管、輸出直通濾波器和負(fù)載組成。

早期的整流電路輸入功率較低，為提高輸入功率已提出多種方案，如改變整流管連接方式[2]、基于場效應(yīng)管的高低功率開關(guān)[3]、可拓單管功率范圍的pHEMT[4]等。此外，文獻[5]將功分器與串聯(lián)二極管整流電路結(jié)合，實現(xiàn)電路最佳狀態(tài)自適應(yīng)切換，其工作頻率為915MHz,輸入功率9～16.7dBm的整流效率超過70%；文獻[6，7]使用GaAs場效應(yīng)管，其工作頻率2.45GHz的小型化整流電路在輸入功率30dBm時的最高效率達到41%[6]，而頻率2.4GHz整流電路能在10～36dBm輸入功率下達到15.3～62.4%的效率[7]。文獻[8]則采用三級倍壓結(jié)構(gòu)提高輸出直流電壓，并在30dBm輸入功率下達到58.7%的效率；文獻[9]使用了2×2二極管陣列，在27dBm到31.7dBm的輸入功率范圍內(nèi)，MW-DC轉(zhuǎn)換效率保持在60%以上，并且在30dBm時達到最大值63.3%；文獻[10]用16個肖特基二極管組成陣列，工作頻率為2.45 GHz，并在30dBm處取得了69.4%的最大轉(zhuǎn)換效率。

這些方法有效拓寬了整流電路的功率范圍，但也存在局限性。例如，使用功分器將大功率進行分流，雖達到了設(shè)計目標(biāo)，但也復(fù)雜化了電路結(jié)構(gòu)，增大了電路的尺寸；使用pHEMT來保護二極管，使單管能承受更高的輸入功率，但由于場效應(yīng)管在高頻下功率損耗增大，故降低了整體的轉(zhuǎn)換效率?；谝陨弦蛩兀撐牟捎昧嘶?×2二極管陣列的微波整流電路，使用Advanced Design System 2011進行設(shè)計，工作頻率為2.45 GHz，實驗表明，該電路具備高輸入功率、寬動態(tài)范圍、高轉(zhuǎn)換效率的特點。

1 整流電路設(shè)計

整流電路各模塊主要功能為：輸入帶通濾波器允許基頻信號通過；反射整流二極管等非線性器件在工作時產(chǎn)生的高次諧波以提高能量的轉(zhuǎn)換效率；輸出直通濾波器允許直流通過，反射基頻及以上諧波，改善了直流輸出的平滑性。圖1為論文所設(shè)計的整流電路結(jié)構(gòu)圖，其中輸入端由十字枝節(jié)組成，短路線TL1與可變電阻RL并聯(lián)可起到一定的壓縮阻抗作用[11]；為了避免集總元件的寄生效應(yīng)對整流效率的負(fù)面影響，輸出濾波器沒有使用常見的λ/4微帶線與射頻電容的并聯(lián)結(jié)構(gòu)設(shè)計，而是通過調(diào)節(jié)扇形枝節(jié)Stub1、Stub2的長度和弧度實現(xiàn)對輸出直通濾波器的優(yōu)化。本次設(shè)計扇形支節(jié)的弧度為120°，能夠濾除基波與高次諧波，從而平滑直流輸出電壓。

肖特基二極管是依靠多數(shù)載流子工作的微波有源器件，由于消除了少子的存儲效應(yīng)，具有良好的高頻特性，其導(dǎo)通電壓低、結(jié)電阻小、恢復(fù)速度快，適用于微波整流[12]。肖特基整流二極管閉合公式的等效電路模型如圖2所示[13]，其等效參數(shù)包括寄生串聯(lián)電阻RS，結(jié)電容Cj，結(jié)電阻Rj，根據(jù)KVL，可得負(fù)載端的直流輸出電壓為

(1)

其中Vj，DC為二極管結(jié)電壓Vj在一個周期內(nèi)的平均值，因此肖特基二極管的結(jié)電壓Vj決定了負(fù)載端的直流輸出電壓。

圖2 肖特基整流二極管等效電路模型Fig.2 Equivalent Circuit Model of Schottky Rectifier Diode

當(dāng)二極管工作于大信號時，有

(2)

其中，Vj0與Vj1分別是二極管結(jié)電壓的直流分量和基頻分量，θon為前向?qū)ń恰τ诖蠊β饰⒉ㄕ麟娐罚S著輸入功率的增大，整流二極管的正向?qū)ㄗ杩寡杆贉p小，整流效率也因此快速上升，但當(dāng)輸入功率增大到超過二極管反向擊穿電壓時，二極管被擊穿，轉(zhuǎn)換效率迅速下降。對于大功率場合，應(yīng)選用串聯(lián)電阻RS較小而結(jié)電容Cj較大的整流二極管。

(a)輸入阻抗曲線圖

(b)匹配后S11曲線圖3 整流電路匹配網(wǎng)絡(luò)仿真Fig.3 Matching Network Simulation of Rectifier Circuit

論文所使用的整流二極管是Avago公司的HSMS2820肖特基二極管[14]，其串聯(lián)電阻RS=7.8Ω，開啟電壓Vbi=0.35V，零偏結(jié)電容Cj0=0.65pF，擊穿電壓Vbr=26.7V。該管具有較高的擊穿電壓Vbi，從而保證在高功率輸入時二極管不易擊穿。由于目前大部分整流電路的都是針對中低功率輸入情況而設(shè)計的，為了使整流電路能夠適應(yīng)更大輸入功率，論文采用二極管陣列進行整流，即先將二極管兩兩串聯(lián)后再進行并聯(lián)，形成2×2二極管陣列，這樣不僅可以提高總體整流管的耐壓能力，且對串聯(lián)電阻值的影響也較小。

圖3(a)所示為整流電路輸入阻抗功率曲線。由圖可知，當(dāng)輸入功率為-20dBm～0dBm時，輸入阻抗保持不變；當(dāng)輸入功率為0dBm～60dBm時，輸入阻抗隨著功率呈現(xiàn)非線性變化；當(dāng)超過60dBm時，輸入阻抗趨于穩(wěn)定。為提高系統(tǒng)效率，使用前述的十字枝節(jié)對輸入端進行電路匹配。選擇輸入功率為27dBm，此時輸入阻抗為224.661+j74.454Ω，匹配后的結(jié)果如圖3(b)所示，可見該結(jié)構(gòu)使電路在2.45GHz處取得了良好匹配。

2 整流電路仿真分析

整流電路采用ADS2011進行仿真，介質(zhì)板的相對介電常數(shù)為2.2，損耗正切角為0.0009，厚度為0.508mm，覆銅厚度0.035mm。在負(fù)載為150Ω，輸入功率為27dBm，仿真得到的S參數(shù)如圖4所示。

(a)帶通濾波器S參數(shù)

(b)直通濾波器S參數(shù)圖4 整流電路的S參數(shù)仿真曲線Fig.4 S-Parameters Simulation Curve of Rectifier Circuit

由圖4(a)中輸入帶通濾波器的S參數(shù)仿真曲線可知，在1GHz到4GHz的頻段內(nèi)，插入損耗S21接近零值，在4.9GHz，7.35GHz處分別為-28dB與-41.5dB；在2.45GHz處的回波損耗S11低至-29.5dB。由此可見，所設(shè)計的十字濾波器具有良好的通基頻特性，同時有效地抑制了二、三次諧波的通過，提高整流效率。由圖4(b)中輸出直通濾波器的S參數(shù)仿真曲線可知，在2.45GHz，4.9GHz，7.35GHz處的S21值分別為-43.5dB，-44.6dB，-47.2Db，說明通過調(diào)節(jié)扇形支節(jié)的參數(shù)對基頻及以上諧波有較好的抑制作用。

對所設(shè)計的電路分別采用單管和陣列，觀察整流效率隨輸入功率與負(fù)載的變化情況，仿真結(jié)果如圖5所示。可以看出，在高輸入功率下，單管效率迅速下降，而陣列效率依然很高；隨著負(fù)載的變化，單管效率變化較大，而陣列效率相對穩(wěn)定。仿真結(jié)果表明二極管陣列在高輸入功率下仍能保持較高的轉(zhuǎn)換效率，且對負(fù)載變化的敏感度較低，因此論文采用二極管陣列進行電路設(shè)計。

(a)單管整流效率

(b)二極管陣列整流效率圖5 整流效率隨輸入功率與負(fù)載的變化曲線Fig.5 Rectifying Efficiency with respect to the Input Power and the Load

3 整流電路實驗結(jié)果與分析

實際加工制作的整流電路板如圖6所示，所使用的高頻介質(zhì)板為Rogers_RT_duroid5880，尺寸為63mm×40mm。

(a)整流電路仿真圖

(b)整流電路板實物圖圖6 整流電路結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure of Rectifier Circuit

圖7 整流電路測試系統(tǒng)Fig.7 Test System Diagram of Rectifier Circuit

圖8 整流電路實測系統(tǒng)Fig.8 Picture of Rectify Circuit Test System

圖7為設(shè)計的整流測試系統(tǒng)，所搭建的實測系統(tǒng)則如圖8所示。測試系統(tǒng)中微波信號發(fā)生器(Agilent N5181A)用于產(chǎn)生和控制工作頻率為2.45GHz的小功率輸出；射頻功放(YJPA2450020)在實驗中用來放大微波輸入功率，同時使用功率計(Agilent E4418B)進行實時的功率監(jiān)測；為了測量不同負(fù)載時的輸出電壓與電路整流效率，使用電阻箱作為可調(diào)負(fù)載，并通過萬用表測量負(fù)載兩端電壓。

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(R&S ZND)測量整流電路的S11參數(shù)，并與仿真結(jié)果對比，如圖9所示。電路S11參數(shù)的仿真值與實測值分別為-18.3dB與-12.5dB，可見電路在工作頻率2.45GHz處獲得了良好的匹配。

圖9 整流電路的S11參數(shù)曲線Fig.9 Test System Diagram of Rectifier Circuit

整流電路的MW-DC轉(zhuǎn)換效率計算方法如公式(3)所示：

(3)

仿真和實測的直流輸出電壓VDC與整流轉(zhuǎn)換效率隨輸入功率的變化曲線如圖10(a)所示。負(fù)載RL為150Ω，當(dāng)輸入功率從0dBm至27dBm范圍內(nèi)變化時，實測結(jié)果與仿真結(jié)果比較吻合，當(dāng)輸入功率繼續(xù)增大時，轉(zhuǎn)換效率開始下降，這是因為大功率下二極管內(nèi)部溫度過高，二極管性能大幅下降所造成的。當(dāng)輸入功率為27dBm時，最大轉(zhuǎn)換效率可達71.83%，對應(yīng)的直流輸出電壓為7.34V。輸入功率在17dBm～33dBm的范圍內(nèi)變化時，效率始終超過50%；輸入功率在23dBm～32dBm的范圍內(nèi)變化時，效率均高于65%。電路在33dBm～35dBm的高功率輸入下仍能夠短時工作，且整流效率依然能夠達到50%左右。

圖10(b)展示了實測中不同輸入功率下，負(fù)載變化對整流效率的影響。當(dāng)輸入功率為20dBm～30dBm，負(fù)載為20Ω～600 Ω時，整流效率的變化趨勢大體相同，證明了二極管陣列能降低整流效率對負(fù)載變化的敏感度。最終通過測試找到在輸入功率27dBm，負(fù)載為150時電路可達最高整流效率71.83%。

(a)

(b)圖10 整流效率隨輸入功率與負(fù)載的變化曲線Fig.10 Rectifying Efficiency with respect to the Input Power and the Load

表1 類似工作對比Table 1 Performance Comparison

將論文所設(shè)計的整流電路的測試結(jié)果與其他類似研究工作進行了對比，如表1所示?？梢钥闯?，論文所設(shè)計的微波整流電路在較寬的輸入功率范圍內(nèi)依然保持高效的整流效率，其最大整流效率能夠達到71.82%。

4 結(jié)論

論文設(shè)計了一種工作頻率為2.45GHz的二極管陣列微波整流電路，用于在高效微波整流的同時拓展輸入功率的范圍。使用2×2二極管陣列來代替單二極管進行整流，提高了整流器的耐壓能力。仿真和實驗結(jié)果均表明該電路能夠用于高功率輸入場合，當(dāng)輸入功率為27dBm，負(fù)載為150Ω時，整流效率可以達到71.83%，且在17dBm～33dBm的功率范圍內(nèi)，整流效率超過50%；在23dBm～32dBm的功率范圍內(nèi)，整流效率超過65%。當(dāng)輸入功率在33dBm～35dBm時，電路能夠短時工作，且保持50%的MW-DC整流效率。測試結(jié)果表明該整流電路具有大功率微波無線能量傳輸系統(tǒng)的潛在價值。