安亞斌,李小明 ，程海青

(西安電子科技大學 微電子學院，西安 710071)

0 引言

在全球物聯(lián)網(wǎng)熱潮的背景下，無線傳感節(jié)點作為物理層重要組成部分之一，它可搭載各種類型傳感器、有一定數(shù)據(jù)處理能力、有無線數(shù)據(jù)通信功能，并具備體積小、重量輕、價格低且易于部署維護等特點，擁有著廣泛的應用前景。在很多應用場景中，WSN采用電池供電的方案，然而在一些難以維護或者更換電池的特定場景下，基于射頻能量采集的無源WSN無疑是更好的解決方案。

隨著集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，越來越多的傳感器電路都可在微瓦級功耗實現(xiàn)，使得更多場景下的WSN可以采用無源的形式。

衡量無源WSN最重要的指標之一就是靈敏度，靈敏度的提升成為了無源節(jié)點研究和優(yōu)化的重點。當前典型的射頻能量采集單元采用HSMS2852實現(xiàn)板級系統(tǒng)[1]，這種方案僅適用于較高功率的應用場景下，有研究者給出芯片級的整流電路[2]，但更注重于整流器效率的提升，有學者提出了芯片級的LC匹配[3]，這種匹配方案本身有損耗且受工藝制約很難實現(xiàn)高Q值。

本文研究了芯片級的整流電路，采用天線-整流器協(xié)同設(shè)計的方案，不再采用50歐姆標準的阻抗匹配設(shè)計，避免了匹配網(wǎng)絡(luò)引起的插入損耗，另外，協(xié)同設(shè)計與匹配可高Q值，有利于提升電壓增益及靈敏度。

為了進一步提高靈敏度，傳感節(jié)點采用低占空比工作模式(充電-放電模式)，整流器輸出端外接20μF存儲電容和能量管理單元(PMU)，PMU監(jiān)測儲能電容電壓，一旦達到后級電路的工作電壓(采用低壓基帶電路，工作電壓可低至0.6V，因此將開啟電壓設(shè)計為0.8V)即開始放電，這樣充電時整流器產(chǎn)生能量損耗的負載僅有PMU，片上PMU采用超低功耗亞閾值CMOS設(shè)計，其等效電阻為50MΩ負載(等效電阻50MΩ)。

1 能量采集系統(tǒng)組成

典型的能量采集系統(tǒng)構(gòu)成如圖1(a)所示，天線將射頻能量轉(zhuǎn)換為交流電能，通過阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)將倍壓整流模塊的阻抗匹配到50歐，倍壓整流輸出給儲能元件，為后級負載以及節(jié)點電路供電。

如圖1(b)，本文去除了引入能量損耗的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)計了彎折偶極子天線與片上的整流電路進行匹配，芯片上集成了能量管理電源對儲能元件的能量進行管理，采用低占空比模式，解決了大的節(jié)點負載功耗與微弱能量供給之間的矛盾。

面向微弱能量供給，提升能量采集單元的靈敏度，要解決的核心問題在于高靈敏度的整流電路以及天線-整流器協(xié)同設(shè)計。

(c) 占空比工作模式儲能電容電壓波形圖1 能量采集系統(tǒng)構(gòu)成及工作模式Fig.1 structure of energy-harvesting system and working mode

2 RF-DC整流電路

2.1 Dickson電荷泵

典型的整流電路通常采用狄更斯電荷泵[4]，可同時實現(xiàn)AC-DC的整流和升壓，達到后級負載所需的DC電壓要求。Dickson電荷泵結(jié)構(gòu)以及工作原理如圖2[5]所示，交流電壓Vin經(jīng)由電容Cc耦合到V1節(jié)點得到電壓Vi，Dc的正極接一個直流電壓Vc，當Vin位于負半周，中間節(jié)點電壓低于Vc時，電流正向流過二極管給Cc充電，Cc開始積累電荷直到Vi約等于Vc。

當Vin進入正半周，中間節(jié)點電壓Vi大于Vc，二極管反向截止。實際情況中，二極管的正向?qū)ㄩ撝惦妷翰⒎菫榱悖叶O管反向偏置時會產(chǎn)生不可忽略的漏電流，負載電路也會從倍壓整流電路中抽取電流，因此當電荷在整流器之間傳遞時，實際輸出直流電壓與理想情況相比是有相當損耗的，而且中間節(jié)點的寄生電容會導致耦合交流信號幅值的衰減?？紤]中間節(jié)點寄生電容Cp、二極管自身漏電損耗Vloss以及正向?qū)ㄩ撝?，單級Dickson電荷泵整流輸出電壓為[6]

(1)

(b) 電壓嵌拉 (c) 半波整流圖2 傳統(tǒng)Dickson電荷泵結(jié)構(gòu)以及工作原理Fig.2 Structure and principle of traditional Dickson charge pump

板級能量采集系統(tǒng)大多Dickson電荷泵整流方案，為了得到更高的靈敏度，大多數(shù)文獻均采用低閾值肖特基二極管，如HSMS2852系列。在芯片級整流系統(tǒng)應用中，Dickson電荷泵存在一些缺陷。

其一，180nmCMOS工藝下，二極管的正向開啟電壓在700mV左右，如此高的開啟電壓嚴重限制了靈敏度的提高，因此芯片級整流電路中，采用二極管連接的MOS管替代二極管，對于標準CMOS工藝，MOS管閾值電壓仍然有400mV，很多研究者先后提出了多種電路結(jié)構(gòu)來降低MOS管的開啟電壓[7]，這增加了電路的復雜性與設(shè)計難度；其二，在上述工作機理中，交流信號一個周期內(nèi)只能向后級電容充一次電，這種拓撲結(jié)構(gòu)限制了其整流效率。針對以上問題，本文基于TSMC 180nm RF CMOS工藝和全差分驅(qū)動整流的拓撲結(jié)構(gòu)[8]，針對高靈敏度能量采集，進行器件尺寸優(yōu)化，設(shè)計實現(xiàn)了微弱能量輸入下的動態(tài)閾值消除全差分CMOS整流電路。

2.2 全差分射頻整流電路

動態(tài)閾值消除全差分CMOS整流電路，單級電路如圖3所示。輸入為雙端差分信號，如VRF+為交流信號的正半周期，則VX為正，VY為負，且VY=-VX，MN2導通，其柵源電壓差為(VX-VY)，即2VX，增倍的柵源壓差很大程度上降低了MOS管導通所需的交流信號最小幅度，即整流電路能夠在更小的射頻能量輸入水平下工作，同時，MP1管的柵源電壓為-(VX-VY)，也處于導通狀態(tài)，這就說明，在半個周期內(nèi)，既有地向耦合電容充電的過程，也有電荷從耦合電容向儲能電容轉(zhuǎn)移的過程(如圖3所示，紅色箭頭表示電荷流動方向)。

MN2管及MP1管對應，MN1的柵源電壓為-(VX-VY)，MP2的柵源電壓為(VX-VY)，這兩個管子處于超關(guān)斷狀態(tài)，大幅減小了管子的反向漏電。同理在另外半個周期，既有電荷向儲能電容轉(zhuǎn)移，同時抑制反向漏電。

因此，基于動態(tài)閾值消除技術(shù)的全差分CMOS整流電路不僅降低了MOS管的有效導通閾值電壓，同時抑制了反向漏電流。不僅如此，由于天線兩端輸出差分信號，每半個周期，均有電壓嵌位和峰值檢測部分在同時工作，高效地利用了天線端的射頻能量，在整流效率以及靈敏度上都優(yōu)于傳統(tǒng)電荷泵。

圖3 單級差分整流器及工作原理Fig.3 Single stage differential rectifier and working principle

在現(xiàn)有的文獻中，大多數(shù)研究者在能量采集前端采用50Ω標準天線，然后用無源LC網(wǎng)絡(luò)的方案實現(xiàn)共軛匹配，在多數(shù)應用場合中，這種方案無疑是比較便捷的。但是在低功率高靈敏度的應用場景下，這種方案有著很大的缺點。

首先，實際的無源LC器件都有寄生電阻，會產(chǎn)生能量損耗，采用muRata公司的電感電容參數(shù)模型，在ADS中仿真可以得到有接近3dB的損耗；其次，為了得到更高的靈敏度，整流系統(tǒng)的Q值是很高的，但是不管是片上的還是分立的電感電容，很難實現(xiàn)Q值很高的匹配網(wǎng)絡(luò)。因此，本文采用天線-整流器協(xié)同設(shè)計的方案來實現(xiàn)高靈敏度能量采集。

3 天線-整流器協(xié)同設(shè)計

3.1 整流器優(yōu)化設(shè)計

整流器優(yōu)化設(shè)計中，需考慮級數(shù)以及管子尺寸參數(shù)，單級整流器的升壓能力遠不夠低功率環(huán)境下的應用，須采用多級整流的方式，管子的尺寸涉及到整流器的效率、阻抗值以及倍壓效果等等，因此這些參數(shù)須仔細設(shè)計。圖4為天線-整流器協(xié)同設(shè)計模型，整流器電路是容性的，天線可等效為一個交流電壓源串聯(lián)一個電感LANT、輻射電阻RRAD和損耗電阻RLOSS[9]，天線與整流器Q值為

(2)

(3)

匹配時，滿足下式

(4)

天線效率、系統(tǒng)Q值以及靈敏度可由下列式子計算

(5)

(6)

(7)

式中VSW為天線端口感應出來的交流信號幅值，整流電路射頻輸入端交流信號幅度。從(7)可以看出，靈敏度PAV,RX,ISO與系統(tǒng)的等效Q值QEFF，天線的輻射電阻RRAD，以及VSW有關(guān)。要實現(xiàn)高的靈敏度，整流器輸出0.8V電壓時對應的VSW一定要小，即整流器升壓能力越高越好，此外，天線接收到的功率一定時，感應出的VSW越高越好，即系統(tǒng)Q值要高。

圖4 天線整流器協(xié)同設(shè)計模型Fig.4 Co-design model of antenna and rectifier

在cadence環(huán)境下對整流器進行仿真優(yōu)化，再根據(jù)公式進行計算，得出如圖5仿真結(jié)果，最終確定整流器為5級，管子尺寸為N：17μm/0.18μm，P：20μm/0.18μm。

圖5 整流器優(yōu)化結(jié)果Fig.5 Rectifier optimization results

3.2 天線設(shè)計

本文提出的能量采集系統(tǒng)工作在RFID的頻段(920MHz-925MHz)，超高頻RFID可采用彎折偶極子天線，為了和整流器芯片實現(xiàn)共軛匹配，需針對不同芯片阻抗實現(xiàn)可調(diào)的阻抗設(shè)計。僅僅靠彎折偶極子天線等方法來實現(xiàn)阻抗匹配的天線指標有些受限且匹配較為困難，本文中天線采用感性耦合饋電結(jié)構(gòu)，一個彎折偶極子天線作為輻射主體，以及一個與之耦合的饋電環(huán)[9]。調(diào)整天線輻射主體與矩形饋電環(huán)的間隙可改變兩者之間的耦合系數(shù)，進而調(diào)整天線的輸入電阻，而調(diào)整饋線環(huán)的周長可調(diào)節(jié)饋線環(huán)的自感，從而達到調(diào)整天線輸入阻抗的目的。圖6阻抗為HFSS仿真922.5MHz頻點阻抗11+j198的天線模型、阻抗曲線與方向圖。

(a)天線模型

(b)天線阻抗仿真結(jié)果

4 能量采集系統(tǒng)聯(lián)合測試

4.1 天線與芯片阻抗測試方法

本文提出的整流器為全差分驅(qū)動，但仍然可以用單端PORT的方案進行測試(如圖8(a))，即矢網(wǎng)同軸線信號線接差分天線一端，地接差分天線另外一端。射頻整流器為純無源電路，相對于矢網(wǎng)地來說，芯片地為浮地，且差分天線通過耦合電容與整流器連接，因此天線端口與地之間并無直流耦合。圖7為芯片的顯微照片。

差分天線的測試采用鏡像法[11]，矢網(wǎng)仍然采用單端PORT模式。天線測試平臺為一個0.8m*0.8m的大銅板，中心有孔，背面接SMA頭信號線一端。將天線對稱裁開，垂直焊接在銅板上，饋線開口一端接SMA頭信號端，另外一端接銅板(如圖8(b))。

圖7 芯片顯微照片F(xiàn)ig.7 micrograph of the chip

銅板作為測試天線的地，測試前將銅板進行延長線校準，再測試阻抗，將測得的阻抗值乘以2即可，測試值與仿真值基本吻合。

(a)芯片阻抗測試 (b)天線阻抗測試圖8 天線與芯片阻抗測試Fig.8 Impedance test of antenna and chip

實際測試過程中，首先測試芯片阻抗，根據(jù)測試結(jié)果設(shè)計優(yōu)化天線尺寸，再分別測試，最終兩者聯(lián)合測試。

圖9分別為芯片以及天線阻抗測試曲線，其中紅色為芯片阻抗測試曲線，藍色為天線阻抗測試曲線，第一行圖為實部，第二行為虛部。從芯片和天線獨立測試結(jié)果來看，922.5MHz頻點下，天線4與芯片有更好的匹配度，而實際聯(lián)合測試結(jié)果也驗證該結(jié)果。

圖9 實際阻抗測試曲線Fig.9 actual impedance test curve

4.2 天線整流器聯(lián)合測試

天線與芯片阻抗分別測試之后，將測試PCB與天線焊接在一起(如圖)進行空口測試，測試場景如圖，信號發(fā)生器通過12dBi增益天線發(fā)射922.5MHz射頻信號，芯片放置在1.6m的距離處測試，測試完成之后，測試芯片位置處的功率強度，最終得到芯片靈敏度為-27.9dBm。

將本文測試結(jié)果與其他文獻結(jié)果進行比較，如表1：

表1 本文與其他文獻對比Table 1 Comparison with the state of art

圖10 系統(tǒng)測試Fig.10 system test

5 結(jié)論

本文提出了基于天線整流器協(xié)同設(shè)計的能量采集系統(tǒng)，避免了傳統(tǒng)電荷泵開啟電壓高，整流效率低的問題，并且實現(xiàn)了定制天線與整流器的共軛匹配，避免了匹配網(wǎng)絡(luò)引起的性能損失。在室內(nèi)環(huán)境下，輸出0.8V測得靈敏度為-27.9dBm。高于同等條件下采用HS2852板級能量采集系統(tǒng)16.9dBm。測試過程中，由于寄生效應等因素的影響，整流器系統(tǒng)的Q值尚未達到仿真設(shè)計值，靈敏度尚有進一步提升的空間，是本項工作繼續(xù)深化研究的方向。