張茂強，駱仁松，汪 濤，文繼鋒

（南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇 南京 211102）

0 引言

在高壓柔性直流輸電、無功補償?shù)刃枰娏﹄娮幼儔浩鹘尤胫?、高電壓?yīng)用的領(lǐng)域，由于功率半導(dǎo)體器件的耐壓、通流能力、開關(guān)頻率等存在限制，系統(tǒng)大多采用模塊化級聯(lián)多電平結(jié)構(gòu)［1］。系統(tǒng)級聯(lián)模塊數(shù)量多，控制系統(tǒng)和閥結(jié)構(gòu)復(fù)雜，系統(tǒng)運行可靠性相對不高。

在電力電子變壓器應(yīng)用中，功率傳輸效率是重要的參數(shù)指標(biāo)之一。因此，當(dāng)前示范應(yīng)用的工程項目中大多引入SiC MOSFET 器件。相對于Si IGBT 器件，SiC MOSFET 的開關(guān)速度更快，開關(guān)損耗和通態(tài)損耗更低，運行結(jié)溫更高。采用SiC MOSFET 的電力電子變壓器效率接近傳統(tǒng)變壓器。

但目前商用SiC MOSFET 的耐壓等級多在1 200 V及以下水平，電力電子變壓器系統(tǒng)中的模塊工作電壓較低，模塊數(shù)量較多，與傳統(tǒng)變壓器相比，尺寸和功率密度不占優(yōu)勢，性價比不高。

對比傳統(tǒng)電力電子變壓器雙有源全橋拓撲結(jié)構(gòu)［1-4］，將三電平電路引入電力電子變壓器高壓側(cè)逆變模塊，低壓側(cè)整流模塊仍采用全橋拓撲結(jié)構(gòu)，并經(jīng)變壓器隔離組成雙向混合三電平電路拓撲。在只增加少量二極管的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)了高壓側(cè)功率模塊工作直流電壓翻倍，達到系統(tǒng)級聯(lián)模塊數(shù)量減半的效果。

1 電路原理分析

1.1 高壓側(cè)拓撲對比分析設(shè)計

提升電力電子變壓器高壓側(cè)模塊直流電壓的方式較多，以系統(tǒng)高壓側(cè)直流電壓±10 kV DC 為例，分別將傳統(tǒng)全橋拓撲方案與提升電壓適用的其他方案對比，如表1 所示。

表1 電力電子變壓器高壓側(cè)逆變拓撲對比

傳統(tǒng)全橋拓撲方案采用目前廣泛商用的1 200 V耐壓等級SiC MOSFET 器件，在直流側(cè)工作電壓750 V 的情況下，系統(tǒng)所需功率模塊數(shù)量達到27 個，在所有方案中尺寸最大，硬件系統(tǒng)及控制系統(tǒng)最為復(fù)雜。

SiC 器件更換方案與傳統(tǒng)全橋拓撲方案的主電路拓撲一致，只是將低壓SiC 器件更換為高壓SiC器件。文獻［5-7］提到，高壓SiC 器件的耐壓等級為3.3 kV、10 kV 及15 kV，既包括SiC二極管、SiC MOSFET，也包含SiC IGBT。但是這些高壓器件多應(yīng)用于實驗室樣機和極個別示范工程中［5-7］，尚無量產(chǎn)信息。個別廠商推出的3.3 kV SiC MOSFET 模塊價格極其高昂，也不具備量產(chǎn)條件。

低壓SiC MOSFET 串聯(lián)方案是用串聯(lián)的低壓SiC MOSFET 等效為1 個高壓SiC 器件。功率半導(dǎo)體串聯(lián)需要解決動靜態(tài)均壓及保護控制問題，在SiC器件高頻應(yīng)用中，對驅(qū)動電路和控制保護電路要求較高，存在較大的技術(shù)風(fēng)險，且該電路中所用器件數(shù)量較多，成本相對較高。

三電平拓撲方案是推薦使用的方案。該電路應(yīng)用技術(shù)成熟，結(jié)構(gòu)簡單，相比傳統(tǒng)全橋拓撲方案，僅增加2 個鉗位二極管，成本較低，但可將模塊高壓側(cè)的工作電壓提高一倍，系統(tǒng)中功率模塊的數(shù)量減少一半，性價比較高。在應(yīng)用中要注意上下電容的平衡，電容電壓的失衡將導(dǎo)致變壓器的磁偏飽和。

1.2 混合三電平電路工作原理分析

混合三電平雙向DC／DC 功率模塊電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中，2Ui和Uo分別為高壓側(cè)、低壓側(cè)直流電壓；CA和CB為高壓側(cè)直流上、下電容；Q1—Q4為高壓側(cè)三電平電路的SiC MOSFET 器件；QD1—QD4分別為高壓側(cè)SiC MOSFET 的反并聯(lián)二極管；D1和D2為高壓側(cè)三電平電路的鉗位二極管；T1—T4為低壓側(cè)全橋電路SiC MOSFET；TD1—TD4為低壓側(cè)SiC MOSFET 的反并聯(lián)二極管；TR 為隔離變壓器；LS為移相電感；Co為低壓側(cè)直流電容。規(guī)定電流由A點流向B 點為正，變壓器變比為n∶1；ULs為移相電感電壓；iLs為移相電感電流，定義其正方向如圖1 所示；UAB是高壓側(cè)A、B 兩點電壓；UCD是低壓側(cè)C、D兩點電壓值；U′CD是UCD折算到高壓側(cè)的電壓值。

由于電流在1 個開關(guān)周期內(nèi)正負對稱，工作模式也一致，因此，只在半個開關(guān)周期對混合三電平功率電路的工作模態(tài)及波形進行分析，如圖2 和圖3 所示。

圖1 混合三電平功率電路拓撲結(jié)構(gòu)

圖2 混合三電平功率電路工作模態(tài)分析

1）工作模態(tài)1（圖3 中t0—t1時段）。t0時刻，電流為負，高壓側(cè)電流流經(jīng)QD1、QD2，為Q1、Q2的零電壓開通提供條件；低壓側(cè)電流流經(jīng)TD2、TD3，為T2、T3的零電壓開通提供條件。t0—t1時段內(nèi)，電流線性增長。電感電壓表達式為

圖3 混合三電平功率電路主要波形

2）工作模態(tài)2（圖3 中t1—t2時段）。t1時刻，電感電流過零為正，高壓側(cè)電流流經(jīng)Q1、Q2；低壓側(cè)電流流經(jīng)T2、T3。電感電壓為正，電感電流線性增長。電感電壓表達式與式（1）一致。

3）工作模態(tài)3（圖3 中t2—t3時段）。t2時刻，T2關(guān)斷，電流換向至TD1，為T1提供零電壓開通條件。高壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)2 一致；低壓側(cè)電流流經(jīng)T1、TD1和T3、TD3。電感電壓為正，電感電流線性增長。電感電壓表達式為

4）工作模態(tài)4（圖3 中t3—t4時段）。t3時刻，T3關(guān)斷，低壓側(cè)電流換流至TD4，為T4提供零電壓開通條件。高壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)2 一致。低壓側(cè)電流流經(jīng)T1、TD1和T4、TD4。電感電壓表達式為

5）工作模態(tài)5（圖3 中t4—t5時段）。t4時刻，Q1關(guān)斷，Q3為零電壓開通。低壓側(cè)電流路徑與工作模態(tài)4 一致。高壓側(cè)電流流經(jīng)D1、Q2。電感電壓表達式為

按照以上分析，根據(jù)電感電壓與電流的微分方程關(guān)系，列寫各模態(tài)的方程及約束條件如式（5）所示。

解析式（5），可得電感電流方程為

式中：TH為半個開關(guān)周期（對應(yīng)圖3 的t5時刻）；δ 為高壓側(cè)和低壓側(cè)之間主移相角與π 的比值，即主移相占空比；DH為半周期內(nèi)高壓側(cè)脈沖UAB占空比；φL為低壓側(cè)內(nèi)移相角與π 的比值，即低壓側(cè)內(nèi)移相占空比。

結(jié)合圖3 及式（6），可得出半周期高壓側(cè)傳輸?shù)墓β蕿?/p>

PH是隨DH單調(diào)遞增的函數(shù)，DH最大取值為1。為簡化設(shè)計，設(shè)置DH=1，PH最大值為。對PH進行標(biāo)幺化處理，可得

由式（8）可得功率傳輸特性與主移相角和低壓側(cè)內(nèi)移相角的關(guān)系。在低壓側(cè)內(nèi)移相角為0 和0.1 時，PHN隨主移相角占空比的變化趨勢如圖4 所示。由圖4 可知，低壓側(cè)內(nèi)移相為0 時，在主移相角占空比δ=0.5 時，傳輸功率達到最大值。而低壓側(cè)內(nèi)移相角的引入，使得在較小的主移相角下就可獲得相對較大的功率傳輸。

圖4 功率傳輸特性曲線

3 混合三電平電路主要參數(shù)設(shè)計

以系統(tǒng)功率為1 MW 為例，分析混合三電平電路主要參數(shù)設(shè)計方法。

3.1 移相電感參數(shù)設(shè)計

移相電感值首先應(yīng)滿足最大功率的傳輸要求，即

其次要滿足功率傳輸精度的要求，假設(shè)功率傳輸精度為額定功率的1%，則有：

式中：δmin為控制系統(tǒng)最小主移相角占空比，與控制器的運算時間相關(guān)，本文中設(shè)置為0.001。

最后是移相角度最大值時要滿足最大功率傳輸?shù)囊螅ㄊ剑?1）），為保證控制曲線的近似線性化，結(jié)合圖4，主移相角占空比δmax最大值取為0.3。

結(jié)合式（9）—式（11），得到移相電感的取值范圍為20 μH≤Ls≤40 μH，最終移相電感取值為30 μH。

3.2 直流電容參數(shù)設(shè)計

計算低壓側(cè)電容電流的等效電路如圖5 所示。由圖5 可得低壓側(cè)電容電流如式（12）所示。

圖5 電容電流計算等效電路

根據(jù)電容電荷的平衡，可計算滿足電容電壓波動范圍的電容值。電容電流為正時的電荷量為

假設(shè)電容電壓波動值ΔUo小于額定輸出電壓的0.5%，可計算出低壓側(cè)最小電容值為

同理，根據(jù)高壓側(cè)電容電流為正時的電荷量及電容電壓波動值，可計算出高壓側(cè)上、下電容最小值為。

選取高壓側(cè)上、下電容均為800 μF，低壓側(cè)電容為400 μF。

3.3 SiC MOSFET 選型設(shè)計

根據(jù)式（6），并設(shè)定n=1，DH=1，φL=0，計算出高低壓側(cè)SiC MOSFET 的有效值為

根據(jù)有效值電流可選擇1 200 V／100 A 的SiC MOSFET 器件。

綜上，按照系統(tǒng)功率1 MW 進行設(shè)計的混合三電平電路主要參數(shù)如表2 所示。

3.4 控制算法設(shè)計

為降低低載工況下的回流功率，提升效率，在文獻［8-11］控制方案的基礎(chǔ)上，加入三電平電路電容電壓平衡控制策略，對混合三電平電路進行控制方案的設(shè)計，控制算法如圖6 所示。

表2 電力電子變壓器功率模塊參數(shù)

圖6 混合三電平電路控制算法

圖6 中UCA、UCB分別為上下電容CA、CB的電壓，UOREF為設(shè)定的輸出電壓值。

4 實驗室測試結(jié)果

如圖7 所示，在實驗室建立大功率背靠背自環(huán)測試平臺，對混合三電平功率電路進行性能測試。此實驗平臺所用測試直流電源，只需提供低壓側(cè)的電壓及2 個功率單元的損耗，對測試直流電源輸出電壓和電流的要求較小，可用最小代價進行大功率電源的測試?；旌先娖焦β孰娐返倪\行波形如圖8所示。

圖7 混合三電平功率電路測試平臺

圖8 混合三電平與全橋電路運行波形對比

由圖8 可知，與傳統(tǒng)全橋功率電路對比，混合三電平功率電路主要波形電氣特性一致，功率運行中各主要波形正常，符合設(shè)計要求。

對混合三電平功率模塊的效率測試，最高效率達到98.7%，與基于SiC 器件的傳統(tǒng)全橋拓撲結(jié)構(gòu)的雙有源橋相近［12-13］，測試及對比數(shù)據(jù)詳見表3。

表3 電力電子變壓器功率模塊測試數(shù)據(jù)

5 結(jié)語

設(shè)計并測試了基于SiC MOSFET 混合三電平功率模塊，其最高效率接近98.7%。相對傳統(tǒng)全橋拓撲的功率子模塊，該電路僅增加鉗位二極管，以較低成本和控制復(fù)雜度，提高了子模塊高壓側(cè)直流工作電壓，使電力電子變壓器系統(tǒng)功率模塊數(shù)量減半，有效降低了電力電子變壓器的尺寸，提高了系統(tǒng)功率密度。后續(xù)將混合三電平功率模塊進行系統(tǒng)搭建，進一步測試其系統(tǒng)性能。