謝元浩，朱 磊，蔣 棟

（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，湖北武漢 430074）

0 引言

隨著航天技術(shù)的快速發(fā)展，航天器上功能逐漸復(fù)雜化，其用電設(shè)備大量增加，負載功率相應(yīng)增大，這對電源系統(tǒng)提出了更高的要求，電源系統(tǒng)的功率密度的提升成為了突出問題［1］；同時，空間電源系統(tǒng)的工作環(huán)境復(fù)雜，負載變化劇烈，因此，電源系統(tǒng)的可靠性和供電質(zhì)量也面臨著挑戰(zhàn)［2］。

目前空間電源系統(tǒng)中主要的電能來源有化學(xué)電源、太陽能電池和核電源三類，其中，太陽能電源、化學(xué)電源因為工作壽命短，能量密度低等原因而難以滿足進一步的太空探索，空間核動力電源給進一步的太空探索提供了可行的技術(shù)手段［3］，而目前技術(shù)較為成熟的是閉式布雷頓循環(huán)能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)［4］，如圖1所示。該系統(tǒng)在初始狀態(tài)下需要電機帶動壓氣機工作，將循環(huán)工質(zhì)壓縮到高溫壁面，高溫高壓氣體進入到渦輪進行做功，完成渦輪的起動，從而再帶動壓氣機工作。之后，布雷頓循環(huán)發(fā)電系統(tǒng)就能夠自動運行，帶動發(fā)電機對外輸出電能［5］。在上述過程中，電機既作為電動機在起動過程中作為起動機工作，又在發(fā)電過程中作為發(fā)電機工作。在起動和發(fā)電的過程中配合該電機工作的系統(tǒng)，即為一體化起動/發(fā)電控制系統(tǒng)。一體化起動/發(fā)電系統(tǒng)利用電機的可逆原理，讓電機既可實現(xiàn)發(fā)電，又能進入電動模式，利用同一控制器完成起動控制和發(fā)電控制兩個任務(wù)，這樣省去了專門的起動設(shè)備，減小了系統(tǒng)的體積和重量，簡化了系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，提高了系統(tǒng)的功率密度。

圖1 閉式布雷頓循環(huán)發(fā)電系統(tǒng)Fig.1 Schematic diagram of the closed Brayton cycle power generation system

現(xiàn)代航空航天供電系統(tǒng)一般由交流電網(wǎng)和直流電網(wǎng)兩部分組成，由于起動/發(fā)電機被直接耦合到原動機上，發(fā)電機產(chǎn)生的交流電頻率與原動機的轉(zhuǎn)速相關(guān)，此時發(fā)電機產(chǎn)生的電能需要電力電子裝置來進行處理。為了進行電能控制，發(fā)電系統(tǒng)通常將發(fā)電機輸出的交流電能轉(zhuǎn)化為電壓恒定的直流電，然后再進行后續(xù)的變換處理，常見的結(jié)構(gòu)有脈沖寬度調(diào)制（PWM）整流、不控整流+DC/DC變換等，如圖2所示。但是由于功率開關(guān)管的限制，系統(tǒng)的過載能力較差，不宜運行于較高環(huán)境溫度，應(yīng)用存在局限性。

為了提高電源系統(tǒng)的可靠性，所采取的方法是進行不控整流，然而不控整流所得到的直流電壓并不是恒定的。隨著負載的增大，由于發(fā)電機電樞阻抗的存在，其供電電壓也會相應(yīng)發(fā)生跌落，跌落現(xiàn)象如圖3所示。因此，針對這部分跌落的電壓需要添加額外的補償電路來維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定［8-11］。

圖2 常見的整流拓撲結(jié)構(gòu)Fig.2 Commonly used rectifier topologies

圖3 負載變動帶來的電壓跌落現(xiàn)象Fig.3 Voltage drop phenomenon due to load fluctuations

電力電子技術(shù)是實現(xiàn)ISG整流電路電壓跌落補償?shù)闹饕侄?。針對ISG整流電路的特點，本文以永磁同步電機作為起動/發(fā)電機，針對電壓跌落的補償技術(shù)進行了研究。本文提出了兩套電壓補償方案，分別從直流側(cè)和交流側(cè)對電壓進行補償，并分別針對這兩種方案設(shè)計了相應(yīng)的控制算法，通過仿真和試驗的方式驗證了方案的有效性，最后根據(jù)試驗結(jié)果對兩種方案進行了對比。

1 起動/發(fā)電機電壓跌落的補償方案

本文提出的兩種電壓補償方案的拓撲結(jié)構(gòu)及其控制算法如圖4所示，起動/發(fā)電機采用應(yīng)用廣泛的永磁同步電機。方案1是在不控整流橋的交流側(cè)并聯(lián)了一個三相電壓型逆變器（VSI），稱為并聯(lián)補償，通過向交流側(cè)注入電流來實現(xiàn)對交流側(cè)電壓的控制，由于不控整流橋的交流側(cè)電壓與直流側(cè)電壓之間具有對應(yīng)的關(guān)系，因此，可以實現(xiàn)對直流側(cè)負載電壓的控制。方案2采用了一個DC/DC變換器，利用該變換器與三相不控整流的輸出串聯(lián)向負載供電，以補償?shù)涞碾妷?，因此，稱為串聯(lián)補償。

圖4 兩種補償方案的電路結(jié)構(gòu)及控制框圖Fig.4 Circuit topologies and control block diagrams of the two compensation schemes

1.1 并聯(lián)補償?shù)目刂圃?/h3>

并聯(lián)補償?shù)目刂扑惴ㄊ腔谌鐖D5所示的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d-q坐標(biāo)系）。在發(fā)電狀態(tài)下，起動/發(fā)電機的狀態(tài)方程為［12］

式中：E0為電樞的反電動勢矢量；φf為永磁體的磁通；ωe為基波角頻率；ud和uq分別為發(fā)電機輸出電壓矢量U的d軸、q軸分量；Rs為電樞繞組的電阻；Ld和Lq分別為其d軸、q軸電感；id和iq分別為d軸、q軸輸出電流。

圖5 一體化起動/發(fā)電機的d-q 坐標(biāo)系示意圖及其輸出電量的向量圖Fig.5 Schematic diagram of the d-q coordinate system of ISG and its output power vector diagram

由式（1）可以得到起動/發(fā)電機各個電量的向量圖，如圖4所示。當(dāng)忽略起動/發(fā)電機的原動機特性時，將其頻率視為恒定，則反電動勢E0的大小是恒定的，因此，可以通過控制d軸電流來控制輸出端電壓，進而實現(xiàn)對直流側(cè)電壓的控制，這就是并聯(lián)電壓補償控制的基本思路。

并聯(lián)補償?shù)目刂扑惴驁D是一個雙閉環(huán)控制（如圖4（a）所示），外環(huán)是電壓環(huán)，控制直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，并生成參考電流指令；內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，通過控制VSI使得逆變器輸出電流跟隨給定。

電流的參考指令由兩部分組成：一部分是基頻分量，用于電壓補償，基本實現(xiàn)對電壓的控制，將直流側(cè)負載電壓Vl經(jīng)低通濾波器濾波后與參考值進行比較，偏差經(jīng)比例-積分（PI）控制器生成d軸基波電流的參考值；另一部分是諧波分量，由于不控整流會給交流側(cè)帶來大量的電流諧波，這些諧波會帶來電壓的波動，同時也會增大起動/發(fā)電機的損耗，帶來較大的轉(zhuǎn)矩波動［13］。因此，可以利用交流側(cè)的并聯(lián)逆變器向交流側(cè)注入反相的諧波電流，通過電流傳感器得到整流橋交流側(cè)的三相電流iDabc，將其分解到d-q坐標(biāo)系下，通過低通濾波器并作差得到d軸和q軸的諧波參考電流。

對逆變器電流的控制采用d-q解耦的比例-積分-諧振（PIR）控制方式。在d-q坐標(biāo)系下的逆變器狀態(tài)方程為

式中：ud和uq分別為起動/發(fā)電機的輸出端電壓的d-q分量；ucd和ucq為逆變器的交流側(cè)電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值的d-q分量；icd和icq為補償電流的d-q分量；L0為補償支路的電感。

顯然逆變器的d軸和q軸電壓方程是相互耦合的，需要在控制中加入解耦項。在參考電流中存在基波分量和諧波分量，其中基波分量在d-q坐標(biāo)系下為直流量，可以利用PI控制器進行控制；而諧波分量主要包含大量的6n±1(n=1，2，…，n)次電流諧波，其中6n-1次諧波是負序的，而6n+1次是正序的，因此，在d-q坐標(biāo)系下的諧波參考電流主要是6n次的，這部分諧波電流需要利用諧振控制器進行控制，以消除其穩(wěn)態(tài)誤差。

逆變器電流的控制框圖如圖6所示。其中，

控制器是由一個PI控制器和3個諧振控制器并聯(lián)共同組成的PIR控制器，其傳遞函數(shù)為

式中：Kp為比例系數(shù)；Ki為積分系數(shù)；Krk為諧振增益；ωc為諧振帶寬角頻率；ωk為諧振角頻率，且ωk=kω0，ω0為基波角頻率。

圖6 逆變器的電流控制框圖Fig.6 Current control block diagram of the inverter

1.2 直流側(cè)補償?shù)目刂圃?/h3>

直流側(cè)補償采取的電路拓撲是移相全橋DC/DC變換器，其基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖7所示，在開關(guān)器件和變壓器均為理想器件的假設(shè)下，其工作過程分為4個階段：階段1，T1、T4同時導(dǎo)通，變壓器原邊電壓為Vdc，D1、D4同時導(dǎo)通向負載供電；階段2，T3、T4同時導(dǎo)通，為高頻變壓器的勵磁電流續(xù)流，而變壓器副邊輸出電壓為零，4個二極管全部導(dǎo)通，為濾波電感續(xù)流；階段3，T2、T3同時導(dǎo)通，變壓器原邊電壓為-Vdc，D2、D3同時導(dǎo)通，向負載供電；階段4，T1、T2同時導(dǎo)通，工作狀態(tài)同階段2。

圖7 移相全橋DC/DC變換器的結(jié)構(gòu)Fig.7 Topology of the phase-shifted full-bridge DC/DC converter

變壓器變比為1∶n時，二極管整流橋輸出電壓是幅值為nVdc、周期為Ts、占空比為d的脈沖波形，取濾波電感的電流iLf和濾波電容上的電壓uCf作為狀態(tài)變量，狀態(tài)方程取一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值，移相全橋DC/DC變換器的數(shù)學(xué)模型可以表示為

式中：Lf為濾波電感值；Cf為濾波電容值。

在串聯(lián)補償?shù)那樾蜗掠?/p>

式中：vmain為主供電支路輸出的直流電壓，在補償過程中視為定值；Rl為負載電阻。那么可以寫出占空比d對電容電壓uCf的傳遞函數(shù)為

這是一個典型的二階系統(tǒng)，可以僅僅通過改變占空比d實現(xiàn)對輸出電壓的控制，其控制框圖如圖4（b）所示，利用PI控制器使其成為一階穩(wěn)定系統(tǒng)。

移相全橋DC/DC變換器中的逆變器開關(guān)管的門極脈沖由載波移相的脈沖寬度調(diào)制（PWM）產(chǎn)生，以在一個開關(guān)周期內(nèi)使得變換器歷經(jīng)上述的4個階段，調(diào)制方式如圖8所示。圖8中，黑色線是調(diào)制波，虛線代表時間對齊。d=0.6和0.8示意占空比從0.6變到0.8時調(diào)制方式的變化，同一個橋臂上下兩個開關(guān)器件的狀態(tài)總是互補的，紅色線T2、T4所在的橋臂的載波相對于藍色線T1、T3的橋臂的載波進行超前移相，在一個開關(guān)周期內(nèi)固定占空比d的值，則唯一確定一個移相時間

圖8 移相全橋變換器的PWM產(chǎn)生方式Fig.8 PWM generation method of the phase-shifted full-bridge converter

2 實驗驗證及結(jié)果分析

為驗證上述的兩種方案對于電壓跌落補償?shù)男Ч?，本文分別對兩種方案建立了實驗平臺，如圖9所示。其中，控制器均采用TI公司的數(shù)字信號處理器（DSP）芯片TMS320F28377D。在實驗中忽略起動/發(fā)電機的原動機特性，假設(shè)其原動機轉(zhuǎn)速恒定，因而可以用恒定電壓和頻率的三相交流電源串聯(lián)上電感來模擬起動/發(fā)電機的輸出電壓特性。在兩種方案的實驗平臺中，由起動/發(fā)電機、不控整流橋及濾波電感電容組成的主供電電路的參數(shù)完全一致，起動/發(fā)電機的反電動勢為幅值恒定、有效值為120 V的三相交流電壓，基頻為60 Hz，定子繞組電感Ld和Lq均為2 mH，直流側(cè)濾波電感為5 mH，濾波電容為3 mF，直流側(cè)母線電壓的額定值為300 V，負載額定功率為3 kW，所有開關(guān)器件的開關(guān)頻率均為10 kHz。

圖9 實驗平臺圖Fig.9 Pictures of the experimental platforms

2.1 并聯(lián)補償?shù)膶嶒灱敖Y(jié)果

并聯(lián)補償支路由三相電壓型逆變器以及連接電感組成，其中，補償電壓源電壓為恒定的450 V，逆變器的3個橋臂由6個絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）構(gòu)成。支路電感為1 mH，共用了9路ADC采集控制所需的反饋量，其中，電流的采集通過LA-100P型的霍爾傳感器實現(xiàn)。由于三相電路的對稱性，沒有零序分量存在，因此，所有的三相電量均只需要采集其中兩相，即可通過運算得到第三相的值。同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的位置由鎖相環(huán)來確定，通過ADC采集得到三相交流電源的電壓，經(jīng)軟件計算鎖相，使得三相電壓矢量定位到q軸上。實驗中控制器參數(shù)見表1。

表1 并聯(lián)補償控制器參數(shù)Tab.1 Parameters of the parallel compensation controllers

2.1.1 穩(wěn)態(tài)下實驗結(jié)果

圖10（a）和圖10（b）為不加補償時的電壓跌落現(xiàn)象的波形。當(dāng)直流負載電阻從100 Ω 變化到額定負載時，直流母線電壓相較于之前的276.2 V跌落到了270.6 V，額定負載下相較于額定電壓跌落約29.4 V。波形中可以看到，直流電壓中含有6倍基頻的紋波，紋波峰峰值約為3.2 V，約為額定電壓的1%。額定負載下起動/發(fā)電機的輸出電流峰值約為8.3 A，其波形為馬鞍波，諧波畸變較大。

圖10（c）和圖10（d）為加入補償后系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)下的波形，直流負載電壓上升到300 V上下，直流電壓紋波峰峰值約為7.5 V，紋波系數(shù)約為2.5%。補償電流中包含基波分量和大量諧波，使得起動/發(fā)電機的輸出電流接近為正弦波。

對補償前后的A相電流進行快速傅里葉變換（FFT）得到其頻譜，如圖11所示，通過頻譜可以看到，補償前電流中所含有的大量5、7、11、13、17、19次諧波得到了有效的衰減，總諧波畸變率（THD）從26.30%下降到了6.63%。起動/發(fā)電機的輸出電流峰值與補償電流峰值基本一致，約為21.7 A，相較于補償前有了大幅度的增加。

圖10 并聯(lián)補償穩(wěn)態(tài)下波形Fig.10 Parallel compensation waveforms under the steady state

續(xù)圖10 并聯(lián)補償穩(wěn)態(tài)下波形Continue fig.10 Parallel compensation waveforms under the steady state

圖11 補償前后的發(fā)電機A相電流頻譜對比Fig.11 Spectrum comparison of phase-A current before and after compensation

2.1.2 并聯(lián)補償?shù)膭討B(tài)響應(yīng)實驗結(jié)果

在進行并聯(lián)補償?shù)倪^程中，主要的動態(tài)過程為突加補償和負載變動，出于供電的可靠性要求，在動態(tài)過程應(yīng)該具有良好的快速性和盡量小的震蕩過程。圖12（a）～圖12（c）為加入電壓補償時的動態(tài)過程（尚未加入諧波補償），電壓與0.1 s內(nèi)平緩上升到額定值附近，基本無超調(diào)，供電電流隨著補償電流的增加而增大，動態(tài)過程中沒有出現(xiàn)明顯的震蕩。圖12（e）～圖12（g）為突然增加負載時的動態(tài)響應(yīng)，負載由900 W加至約3 kW。加入負載后電壓立即發(fā)生相應(yīng)跌落，跌落幅度僅為10 V左右，并在60 ms的時間內(nèi)快速回復(fù)到額定值附近，恢復(fù)過程也幾乎沒有震蕩和超調(diào)發(fā)生。

2.2 串聯(lián)補償?shù)膶嶒灲Y(jié)果

串聯(lián)補償?shù)闹绷髂妇€由移相全橋DC/DC變換電路的輸出和三相不控整流的輸出串聯(lián)組成，在實際的應(yīng)用中應(yīng)該在補償支路的輸出端反并聯(lián)一個二極管，使得當(dāng)補償電路不工作時處于被短路狀態(tài)。補償直流電源電壓取為80 V，DC/DC變換器的逆變?nèi)珮蛴?個IGBT組成，隔離變壓器的變比約為1∶1。補償支路的輸出濾波器中，電感為550 mH，電容為180 μF。PI控制器的參數(shù)取比例增益Kp為1×10-4，積分增益Ki為0.5。

圖12 并聯(lián)補償動態(tài)下波形Fig.12 Parallel compensation waveforms under the dynamic state

2.2.1 串聯(lián)補償?shù)姆€(wěn)態(tài)實驗結(jié)果

由于串聯(lián)補償?shù)闹鞴╇娭放c并聯(lián)補償一致，因此，在加入補償前的電壓電流波形以及產(chǎn)生的電壓跌落現(xiàn)象與之前一致。補償后的穩(wěn)態(tài)波形如圖13所示。在額定負載下，加入補償后直流母線電壓穩(wěn)定在300 V上下，紋波峰峰值約為4 V左右。補償電壓為直流電壓，約為26.9 V，紋波峰峰值為1.6 V。在穩(wěn)態(tài)時，補償支路的電感電流為帶鋸齒波的直流電流，補償電源電流也為帶固定大小紋波的直流量。由于開關(guān)器件的直流側(cè)的大支撐電容的存在，補償電源輸出的電流會周期性地對這些電容進行充放電，所以并不是標(biāo)準(zhǔn)的鋸齒波。

2.2.2 串聯(lián)補償?shù)膭討B(tài)波形

串聯(lián)補償在動態(tài)下的波形如圖14所示。

圖13 串聯(lián)補償穩(wěn)態(tài)波形Fig.13 Series compensation waveforms under the steady state

圖14 串聯(lián)補償?shù)膭討B(tài)過程波形Fig.14 Series compensation waveforms under the dynamic state

圖14（a）和圖14（b）為加入補償?shù)膭討B(tài)過程，在加入補償后，即補償支路的開關(guān)器件開始動作，電感電流快速上升，此過程中存在微弱的震蕩過程，但其震蕩的峰值不超過穩(wěn)態(tài)峰值。直流母線電壓隨著補償電壓的上升而上升，在50 ms以內(nèi)達到額定值附近，上升過程中沒有超調(diào)和震蕩出現(xiàn)。發(fā)電機輸出的電流始終保持為馬鞍波的形狀，含有大量的諧波，加入補償后由于直流母線電壓變大了，負載電流也變大了，所以其峰值也略有增加。圖14（c）和圖14（d）為負載突變的動態(tài)過程。當(dāng)負載突然增大時，負載上電流突然增大，直流母線電壓和補償電壓都突然跌落，補償電壓由于反并聯(lián)二極管的鉗位作用，不會輸出負的電壓。此后直流母線電壓、補償電壓及補償支路的電感電流都發(fā)生震蕩，此過程中，直流母線電壓沒有超過額定電壓，最大跌落為12 V左右，并在20 ms內(nèi)就恢復(fù)到了穩(wěn)態(tài)的額定值。由于補償支路中LC濾波器是無阻尼的，在動態(tài)過程中引起了很大的電流峰值，但快速衰減到了其穩(wěn)態(tài)值。

2.3 兩種補償方式的比較

以上的實驗結(jié)果表明，兩種補償方式的電路拓撲及其控制算法都是有效的，能夠?qū)崿F(xiàn)對起動/發(fā)電機電壓跌落的功能，且能夠在動態(tài)過程中依然保持較好的供電可靠性。從實驗結(jié)果出發(fā)，對比兩種補償?shù)男阅芸梢缘玫饺缦碌慕Y(jié)論：

1）就對直流母線電壓的補償穩(wěn)態(tài)效果看，串聯(lián)補償?shù)玫降碾妷焊€(wěn)定，其波形中紋波的大小基本保持不便，且具有更小的紋波峰峰值（并聯(lián)補償7.5 V，串聯(lián)補償4 V左右）。

2）就動態(tài)響應(yīng)看來，兩者的動態(tài)響應(yīng)都較為平穩(wěn)，但直流側(cè)補償?shù)目焖傩愿茫_到穩(wěn)態(tài)的時間更短（突加負載時的恢復(fù)時間分別為60 ms和20 ms）。對并聯(lián)補償而言，由于其電壓環(huán)的控制是非線性的，帶寬頻率的增大易導(dǎo)致失穩(wěn)，而串聯(lián)補償可以通過調(diào)整控制器參數(shù)進一步地提升其快速性。

3）就應(yīng)用范圍而言，在加入并聯(lián)補償后，補償電流和發(fā)電機輸出電流都顯著增大（從8.3 A上升到21.7 A），因此，在補償電流和電機端電流有限制的情況下無法實現(xiàn)；而串聯(lián)補償?shù)难a償支路和電機輸出電流的峰值都不會大于直流負載電流，設(shè)計時很容易達到其需求的電流值。同時，并聯(lián)補償?shù)难a償電源電壓要高于發(fā)電機輸出端電壓的線電壓峰值，在大功率場合該電壓往往非常大，對補償電源電壓的要求就很高，而串聯(lián)補償?shù)难a償電源只需要略大于跌落的電壓值即可，因此也更易實現(xiàn)。

4）就功能性而言，串聯(lián)補償僅僅面向直流母線電壓，交流母線上有很大的電流諧波，會影響發(fā)電機的運行效率，而且補償支路不能充當(dāng)起動控制器，因此，在起動發(fā)/電機作為起動機時，需要額外設(shè)計起動控制器。交流側(cè)補償很好地解決了這兩個問題，既可以加入諧波補償，也可以充當(dāng)起動控制器，功能性更好。

3 結(jié)束語

本文對于起動/發(fā)電機在發(fā)電過程中的電壓補償現(xiàn)象進行了研究，設(shè)計了兩種方案，分別從直流側(cè)和交流側(cè)對其直流母線電壓進行補償控制，使其維持恒定。實驗證明了這兩種方案是行之有效的，且具有較好的供電可靠性。兩種補償方式各有優(yōu)劣，串聯(lián)補償具有更好的電壓補償特性且更易實現(xiàn)，而并聯(lián)補償功能性更好。相關(guān)的技術(shù)可以有效地應(yīng)用于未來航空航天器中起動/發(fā)電系統(tǒng)，改善供電品質(zhì)和可靠性。