陳凱柏，周曉東，高 敏

(陸軍工程大學石家莊校區(qū) a.導彈工程系; b.彈藥工程系，石家莊 050003)

高功率微波(High-power Microwave,HPM)是一個不斷發(fā)展的概念，一般指頻率在1～300 GHz、峰值功率在100 MW以上的強電磁輻射，是一個結合了電真空技術、脈沖功率技術、等離子體物理學而產(chǎn)生的新興學科領域[1]。國際電工委員會(IEC)定義當入射場強超過100 V/m即為高功率電磁環(huán)境[2]。隨著微電子技術的不斷發(fā)展，元器件集成度越來越高，電子系統(tǒng)遭受HPM毀傷的概率也日趨增長。無線電引信猶如一部小型雷達，近年來，各國學者致力于研究不同頻段電磁波在無線電引信上的應用，而毫米波由于探測精度高，識別目標能力強等優(yōu)勢一直被視為發(fā)展的重點。

毫米波引信體積小，集成度高，但其主要缺點之一就是易受電磁干擾[3]。在彈道飛行末段，引信暴露于HPM條件下很可能出現(xiàn)功能毀傷。功能毀傷，指引信系統(tǒng)在HPM電磁環(huán)境下，射頻前端元器件或系統(tǒng)整體被破壞，發(fā)生不可逆故障。文獻[4-5]對典型分米波引信的電磁脈沖效應進行了分析，確定了引信輻照試驗的一般方法和規(guī)律；文獻[6]研究了典型米波無線電引信的后門耦合效應，并對其進行了理論分析、仿真及試驗驗證；上述研究成果為無線電引信的HPM效應研究提供了很好的方法，但其研究對象頻段較低，其普適性還有待進一步驗證。目前，針對毫米波引信進行的電磁輻照試驗相關研究很少，對引信前門耦合效應研究并不充分，本文基于CST-MWS和CST-DS聯(lián)合仿真，在CST-MWS中對毫米波引信天線進行HPM輻照試驗，將產(chǎn)生的感應電壓導入CST-DS獲得節(jié)點電壓波形，從而判斷元器件工作狀態(tài)。研究結論不僅有利于進一步完善無線電引信的HPM效應機理分析，也為毫米波引信前端加固防護提供了思路。

1 引信前門耦合理論分析

前門耦合是指強電磁脈沖能量通過接收天線等耦合途徑進入射頻前端，由于接收天線存在一定增益，當耦合能量過大時，會造成前端電路飽和、致盲甚至燒毀。毫米波引信工作波長短，系統(tǒng)集成化程度很高，受空間所限其射頻前端PIN二極管限幅能力相對較差，在HPM強電磁環(huán)境下耦合能量很可能超過二極管限幅容限，引信工作性能會受到極大影響。

對于HPM前門耦合功率，一般使用Friis公式進行計算。設定HPM發(fā)射源功率為Pt，其發(fā)射天線增益為Gt，源與引信間距離為R，接收天線有效面積為Aer，則接收天線耦合功率Pr可表示為

(1)

式(1)中：Sr為毫米波引信接收天線處功率密度；Aer可用下式表示：

(2)

式(2)中：λ為毫米波引信工作波長。

考慮引信工作帶寬以及耦合過程中的損耗因素[7]，將損耗因子引入式(1),可以得到：

(3)

式(3)中：Gr為毫米波引信接收天線增益；Bt為HPM源發(fā)射天線的帶寬；Br為毫米波引信接收天線帶寬；Le為耦合過程中的損耗因子。

工程上為了計算方便，式(3)通常用分貝值進行表示：

Pr=Pt+Gt+Gr+Br-32.45-

20lgRkm-20lgfMHz-Bt-Le

(4)

距離為R的目標點處場強可表示為[8]

(5)

以Herotek公司的LP1-40A型PIN限幅器為例，在1 W連續(xù)波輸入下其最大泄露功率可達20 dBm，當輸入功率峰值足夠大時，即使限幅器未被擊穿，泄露功率過高也會導致后級電路受損或者信號失真。根據(jù)文獻[9]中實驗結論，合理設定當耦合峰值功率超過5 W時，限幅器被擊穿，喪失保護作用。

2 HPM效應聯(lián)合仿真方案設計

圖1為所設計的毫米波引信射頻前端前門耦合效應圖。首先采用單脈沖正弦信號調制的平面波模擬HPM信號[10]，在CST-MWS中對接收天線進行輻照試驗仿真，在CST-DS軟件中對天線進行匹配、濾波、衰減、放大電路的設計，而后將CST-MWS中所得端口電壓導入CST-DS軟件進行瞬態(tài)仿真，通過設置電路節(jié)點獲得電壓時域波形，據(jù)此數(shù)據(jù)以及元器件參數(shù)判斷電路工作狀態(tài)。

圖1 毫米波引信射頻前端前門耦合效應圖

2.1 彈載天線設計

由于毫米波引信受到嚴格空氣動力學的限制，其彈載天線要求必須與飛行器表面共形。微帶天線由于其易于表貼和安裝的獨特性能，成為了毫米波引信天線的首選。設計微帶天線，首先需要考慮其介質基片的選取[11]，設介電常數(shù)為εr，天線中心頻率為f0，單元寬度W由下式確定：

(6)

式(6)中：c為光速。

貼片長度一般取λe/2，λe為介質內導波波長：

(7)

(8)

其中：εe是有效介電常數(shù)；ΔL是等效輻射縫隙長度。這兩個參數(shù)可按照下式計算：

(9)

(10)

介質基板尺寸按照下式確定：

LG=L+0.2λe

WG=W+0.2λe

(11)

根據(jù)式(6)～式(11)計算天線尺寸，在CST-MWS中設計微帶天線，天線模型如圖2所示。天線介質基板材料采用Rogers RT5880 lossy(εr=2.2，tanδ=0.000 9)，基板大小為12 mm×8.9 mm×0.254 mm，貼片材料選用聚四氟乙烯雙面敷銅板，厚度為35 μm，采用側饋方式饋電，波導端口輸出，使用頻域求解器求解，配合軟件內部參數(shù)優(yōu)化，最終所得天線遠場參數(shù)圖如圖3，E面方向圖如圖4，天線最大增益達到8.24 dBi，滿足設計要求。

圖2 天線模型

圖3 天線遠場參數(shù)圖

圖4 天線E面方向圖

2.2 HPM電磁脈沖信號模擬

HPM信號一般可用下式表示[12]：

(12)

式(12)中：E0為峰值脈沖;f0為中心頻率；t為激勵時間；t1為延遲時間；τ為脈沖寬度。

以SADARM末敏彈為例，當母彈拋灑出子彈后(約500～800 m)，其彈上毫米波探測器即開始工作，此時探測天線暴露于戰(zhàn)場環(huán)境，易受HPM脈沖影響[13]。為簡化計算，忽略引信與HPM源之間的角度問題，設定源目距離為500 m，微波源功率為10 GW，發(fā)射天線增益為20 dB，根據(jù)式(5)計算結果，設置E0=15.5 kV/m；f0=30 GHz；t1=10 ns；τ=50 ns。在CST-MWS中通過內置VBA編輯器設置HPM信號，其時域波形及功率譜波形如圖5HPM信號圖所示。

圖5 HPM信號圖

2.3 HPM輻照方案設計

在CST-MWS中對貼片天線設置輻照仿真試驗，模擬引信天線在HPM磁場環(huán)境下的前門耦合效應。在輻照場強設置中已考慮過HPM信號的大氣傳輸損耗，故在仿真輻照方案中不再考慮大氣衰減因素。設置前門耦合過程中的損耗因子Le為6 dB，在天線末端設置離散端口為時域信號輸出端口，設置平面波位置矢量為(0，0，-1)，電場矢量為(1，0，0)，暫不考慮元器件間的寄生效應，使用時域求解器對耦合過程進行求解。

為了更加真實的模擬引信的HPM效應，在CST-DS中建立射頻前端部分電路進行注入仿真試驗，對前門耦合中的場——路耦合效應做進一步探究。根據(jù)頻域仿真數(shù)據(jù)在端口1中設置天線輸入阻抗，將離散端口感應電壓導入端口1，后級電路依次連接匹配、濾波、衰減、放大電路，衰減器設置為6 dB，前級放大器增益設置為14 dB，第二級放大器增益設置為20 dB，端口2阻抗設置為50 Ω，設置仿真時間為100 ns，在電路上設置探針觀察電壓信號變化情況。連接完畢后前端電路如圖6所示。

圖6 引信前端電路圖

3 HPM輻照仿真結果分析

經(jīng)過CST-MWS仿真后，可得天線耦合電壓信號，將其導出為ASCII格式，再導入端口1，在CST-DS中進行瞬態(tài)仿真，各節(jié)點電壓波形如圖7～圖10所示。由波形圖可以看出，耦合電壓波形在經(jīng)過匹配、濾波電路后，波形到達峰值的時間延遲了約0.5 ns，且峰值衰減程度較大，但電壓信號整體波形基本保持不變；探針P3輸入功率在34.8 ns時達到峰值1.16 W，根據(jù)前文分析，此時最大泄露功率可達20 dBm以上，足以干擾后級放大器的正常工作；經(jīng)過第一級低噪聲放大器后，探針P4電壓幅值有明顯增大，峰值輸入功率達44.6 dBm，已經(jīng)遠遠超過第二級低噪聲放大器的承受能力，可能導致引信輸出錯誤起爆信號，大大減弱了彈藥的殺傷效能。

圖7 距離500 m時P1探針電壓波形

圖8 距離500 m時P2探針電壓波形

圖9 距離500 m時P3探針電壓波形

圖10 距離500 m時P4探針電壓波形

為了進一步研究引信前端HPM效應，改變源目距離，其余試驗條件不變，對引信進行輻照仿真試驗。經(jīng)過多次仿真發(fā)現(xiàn)，源目距離的改變僅對耦合電壓峰值產(chǎn)生影響，對耦合電壓波形無明顯影響；當源目距離為210 m時，耦合進入天線末端的感應電壓可達95.2 V，該信號在經(jīng)過衰減電路后，其輸入峰值功率約為5.25 W(圖11)，此時射頻前端PIN二極管限幅器被HPM信號擊穿發(fā)生短路現(xiàn)象，引信性能會受到嚴重影響。

圖11 距離210 m時P3探針電壓波形

4 引信射頻前端防護措施

為了加強引信射頻前端對HPM脈沖的防護能力，本章對引信的前門加固提出具體措施。文獻[14]提到不少可行措施，當功率源與目標距離過近時，引信前端可通過限幅器的級聯(lián)來加固，在此不進行列舉。針對前文所分析的具體情況，距離為500 m時前端電路中主要損傷部位為第二級低噪放，所以前端加固考慮在低噪聲放大器前加入RC并聯(lián)回路吸收過電壓，減小放大器的輸入功率。

吸收電路也稱緩沖電路，其本質是利用吸收電容吸收主電路能量，一般用于改善瞬態(tài)工況以及提高電路穩(wěn)定性，抑制高過壓，從而保護電路工作。相對于限幅器，該回路簡單廉價，并且可以阻止電路部分諧振能量，因此在工程中得以大量應用。根據(jù)文獻[15]中公式設計RC回路，改進電路如圖12所示。

圖12 改進電路圖

加入改進電路后，對電路進行瞬態(tài)仿真，可以得到探針P4、P6的電壓波形，如圖13、圖14所示。從圖中可以看出，加入限幅電路后第一級放大器輸入電壓峰值約為2.25 V，第二級放大器輸入電壓峰值約為6.1 V，均有所降低，說明該RC回路對電路具有較好的保護作用。

圖13 改進電路P4探針波形(500 m)

圖14 改進電路P6探針波形(500 m)

必須指出，高頻射頻電路對元器件尺寸以及電路工作性能要求較高，當限幅級數(shù)過多時會對電路本身的性能產(chǎn)生影響，使電路復雜化，所以在實際情況中對電路進行改進還需要對需求指標等因素綜合考慮。

5 結論

1)HPM電磁脈沖的末端殺傷能力極強，是對抗毫米波引信的有效手段。HPM脈沖可通過引信天線前門耦合進入射頻前端，對PIN限幅器和低噪放元器件造成功能毀傷，影響射頻前端后處理電路信號輸出。

2)輻照距離不同，引信射頻前端發(fā)生損壞的元器件也不同。當距離為500 m時，射頻前端第二級低噪放更容易損壞，距離為210 m時，引信前端限幅器更容易被擊穿。

3)通過聯(lián)合仿真平臺，對毫米波引信天線進行輻照試驗，對前端電路進行注入仿真，并根據(jù)具體情況設計RC并聯(lián)吸收回路保護電路，可以較好地分析毫米波引信HPM場路耦合效應機理，也適用于其他脈沖耦合效應機理研究。