唐求，吳娟，邱偉，沈潔，滕召勝

（湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南長(zhǎng)沙410082）

人耳對(duì)響度相同、頻率成分不同的聲音產(chǎn)生不同的聽(tīng)覺(jué)感受，為了模擬人耳的聽(tīng)覺(jué)特性，需在聲級(jí)計(jì)中設(shè)計(jì)一種頻率計(jì)權(quán)網(wǎng)絡(luò)修正聲音信號(hào)，使其對(duì)不同頻率信號(hào)具有與人耳相同的靈敏度[1].因此，頻率計(jì)權(quán)是聲級(jí)計(jì)實(shí)現(xiàn)噪聲測(cè)量的一項(xiàng)重要計(jì)量指標(biāo)[2].IEC 61672規(guī)定1級(jí)聲級(jí)計(jì)必須實(shí)現(xiàn)A、C頻率計(jì)權(quán)功能[3].

近年來(lái)，全數(shù)字式聲級(jí)計(jì)得到廣泛應(yīng)用[4]，但針對(duì)聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器的設(shè)計(jì)研究較少.頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器的實(shí)現(xiàn)可以選擇無(wú)限沖激響應(yīng)（IIR）數(shù)字濾波器和有限沖激響應(yīng)（FIR）數(shù)字濾波器[5].對(duì)于相同的濾波精度，與FIR濾波器相比，IIR濾波器所用的階數(shù)少，存儲(chǔ)單元也較少[6].

由于聲級(jí)計(jì)的頻率計(jì)權(quán)算法采用嵌入式系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，要求計(jì)算量小，占用存儲(chǔ)空間少，故本文選用數(shù)字IIR濾波器設(shè)計(jì)頻率計(jì)權(quán).其中，常用雙線性變換（Bilinear Transformation，BT）設(shè)計(jì)數(shù)字IIR濾波器[7].但雙線性變換是一種近似變換，存在固有的頻率失真[8]，導(dǎo)致誤差較大.為此，文獻(xiàn)[9]采用粒子群優(yōu)化算法（Particle Swarm Optimization，PSO）對(duì)A計(jì)權(quán)的數(shù)字IIR濾波器系數(shù)進(jìn)行搜索優(yōu)化，取得了明顯成效.但PSO算法在優(yōu)化過(guò)程中容易出現(xiàn)早熟收斂而陷入局部極值點(diǎn)，從而得不到全局最優(yōu)解[10-11]，尤其在加噪環(huán)境下，誤差更為明顯.

帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法（Imperialist Competitive Algorithm，ICA）在濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)中，全局搜索能力和信息不依賴能力均高于其他智能優(yōu)化算法[12].但該算法在系數(shù)搜索過(guò)程中也同樣存在早熟收斂等不足，導(dǎo)致優(yōu)化結(jié)果存在誤差[13].據(jù)此，本文提出一種改進(jìn)帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法（Modified Imperialist Competitive Algorithm，MICA）的聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)方案.MICA在標(biāo)準(zhǔn)ICA算法的同化過(guò)程中添加混沌函數(shù)來(lái)增強(qiáng)算法的搜索可能性，引入克隆進(jìn)化算子來(lái)有效引導(dǎo)算法向最優(yōu)解方向搜索，最終得到濾波器的最優(yōu)系數(shù).相比標(biāo)準(zhǔn)ICA，MICA具有搜索范圍廣，尋優(yōu)精度高和優(yōu)化性能好等特點(diǎn).

本文針對(duì)雙線性變換法實(shí)現(xiàn)聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)存在的誤差，通過(guò)在ICA算法中添加混沌函數(shù)和引入克隆算子，設(shè)計(jì)MICA算法，并將MICA應(yīng)用到頻率計(jì)權(quán)數(shù)字IIR濾波器設(shè)計(jì)中.仿真與實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，在加噪環(huán)境下，不同聲信號(hào)級(jí)進(jìn)行的頻率計(jì)權(quán)誤差均能維持在10-2dB數(shù)量級(jí)范圍內(nèi)，符合1級(jí)聲級(jí)計(jì)的設(shè)計(jì)要求，證明了該方法的有效性.

1 基于雙線性變換的頻率計(jì)權(quán)原理與誤差

1.1 頻率計(jì)權(quán)原理

根據(jù)IEC 61672標(biāo)準(zhǔn)給出的A、C計(jì)權(quán)計(jì)算式，可分別推導(dǎo)出A、C計(jì)權(quán)模擬濾波器傳遞函數(shù)分別為[2]：

子濾波器傳遞函數(shù)Hi（s）（i=1，…，4）為：

且f1=20.6 Hz，f2=107.7 Hz，f3=737.9 Hz，f4=12 194 Hz.

標(biāo)準(zhǔn)定義下的A、C計(jì)權(quán)表達(dá)式分別為：

式中：WA1000=-2.000 dB；WC1000=-0.062 dB；f為信號(hào)頻率.令z=ejwi，s=jΩi，代入雙線性變換

式中：Ts為采樣周期.模擬截止角頻率Ωi與數(shù)字截止角頻率ωi的關(guān)系為：

將式（1）（2）從s域映射到z域，利用式（6）（7），得到基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)濾波器傳遞函數(shù).

式中：

基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)表達(dá)式分別為：

聲級(jí)計(jì)一般采用48 kHz的采樣率[14]，頻率測(cè)量范圍為10～20 kHz.在該頻率范圍內(nèi)，根據(jù)文獻(xiàn)[3]給定的34個(gè)標(biāo)稱參考頻率點(diǎn)，利用MATLAB對(duì)基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)式（11）（12）進(jìn)行仿真，并與標(biāo)準(zhǔn)A、C計(jì)權(quán)式（4）（5）進(jìn)行對(duì)比.A、C計(jì)權(quán)仿真曲線分別如圖1和圖2所示.

圖1 A計(jì)權(quán)仿真曲線Fig.1 A-weighting simulation curves

圖2 C計(jì)權(quán)仿真曲線Fig.2 C-weighting simulation curves

從圖1和圖2中局部放大圖可清晰地觀察到，基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)在大于13 kHz的高頻段都嚴(yán)重偏離了標(biāo)準(zhǔn)計(jì)權(quán)曲線，導(dǎo)致誤差較大.

1.2 頻率計(jì)權(quán)誤差分析

定義基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)與標(biāo)準(zhǔn)計(jì)權(quán)的誤差為：

將式（4）（5）（11）（12）分別代入式（13）可得出A、C計(jì)權(quán)的誤差表達(dá)式：

式中：i=1，2，3，4.即A計(jì)權(quán)誤差為4個(gè)子濾波器HBTA1（z）～HBTA4（z）的誤差加權(quán)和，C計(jì)權(quán)誤差為子濾波器HBTC1（z）與HBTC4（z）的誤差和的2倍.基于雙線性變換A、C計(jì)權(quán)子濾波器誤差的幅頻響應(yīng)曲線分別如圖3和圖4所示.圖3中EBTA123（f）為子濾波器誤差EBTA1（f）～EBTA3（f）之和.

圖3 A計(jì)權(quán)EBTA123（f）和EBTA4（f）曲線Fig.3 A-weighting curves of EBTA123（f）and EBTA4（f）

圖4 C計(jì)權(quán)EBTC1（f）和EBTC4（f）曲線Fig.4 C-weighting curves of EBTC1（f）and EBTC4（f）

由圖3和圖4可知，基于雙線性變換的A、C計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器的誤差都主要來(lái)源于子濾波器HBT4（z）.在頻率為20 kHz處，HBT4（z）的最大誤差接近12 dB.分析式（1）（2）可知，在C計(jì)權(quán)的基礎(chǔ)上加上兩個(gè)一階子濾波器HBT2（z）HBT3（z）可實(shí)現(xiàn)A計(jì)權(quán).因此，本文重點(diǎn)對(duì)A計(jì)權(quán)子濾波器HBT4（z）進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)步驟及測(cè)試過(guò)程均以A計(jì)權(quán)為例.

2 基于MICA的頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)

2.1 改進(jìn)帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法

帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法（ICA）是一種新型智能優(yōu)化算法[15].該方法模擬帝國(guó)與殖民地之間相互選擇與競(jìng)爭(zhēng)，最終剩下最強(qiáng)的帝國(guó)，即收斂得到最優(yōu)解.但在濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)中，ICA在系數(shù)搜索過(guò)程中存在早熟收斂的問(wèn)題，導(dǎo)致尋優(yōu)結(jié)果存在誤差.

在標(biāo)準(zhǔn)ICA的帝國(guó)同化操作中，子群的每一個(gè)非理想解（殖民地）都過(guò)于直接地向子群的最優(yōu)解（帝國(guó)）方向靠近，造成搜索范圍過(guò)小、容易陷入局部最優(yōu)的問(wèn)題.為增大搜索范圍，優(yōu)化搜索精度，針對(duì)頻率計(jì)權(quán)參數(shù)優(yōu)化問(wèn)題，本文提出一種改進(jìn)的帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法，該方法在殖民地向帝國(guó)移動(dòng)的過(guò)程中添加各種形式的混沌函數(shù)，并篩選出優(yōu)化效果最好的函數(shù)更新標(biāo)準(zhǔn)ICA的同化方程，即

式中：colold和colnew分別表示移動(dòng)前后殖民地的位置；β為大于1的系數(shù)；d為殖民地與帝國(guó)之間的距離；U表示均勻分布；V1為該殖民地向帝國(guó)移動(dòng)方向的一個(gè)單位向量；θ為移動(dòng)的隨機(jī)角度偏移量；V2為與V1正交的隨機(jī)單位向量.

帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法利用殖民地向帝國(guó)移動(dòng)進(jìn)行局部搜索，該操作體現(xiàn)的是帝國(guó)之間的信息交互，每次迭代僅僅是將最弱帝國(guó)中的最弱殖民地添加到最強(qiáng)帝國(guó)中，對(duì)每個(gè)帝國(guó)勢(shì)力大小影響不大.因此，針對(duì)帝國(guó)之間的交互性不足，本文引入克隆進(jìn)化算子，得到MICA.下面對(duì)該算子進(jìn)行描述.

第1步克隆.將當(dāng)前迭代次數(shù)下的m個(gè)帝國(guó)按勢(shì)力大小降序排列，作為待克隆群體.每個(gè)帝國(guó)克隆個(gè)數(shù)NCloi與其所屬殖民地?cái)?shù)量NColi有關(guān)，表示為：

式中：λ為克隆系數(shù).

第2步變異.根據(jù)式（19）（20），第i個(gè)帝國(guó)的克隆群體Cloi發(fā)生變異，成為變異群體Muti：

式中：ωi為變異概率，勢(shì)力越大的帝國(guó)變異概率越??；Impbest為當(dāng)前迭代次數(shù)下勢(shì)力最大的帝國(guó)；n為優(yōu)化問(wèn)題的維度；rand（NCloi，n）為NCloi×n維矩陣.

第3步交叉.將Muti隨機(jī)分為4組進(jìn)行交叉：

第4步選擇.選擇Muti和Croi中勢(shì)力最大的k個(gè)個(gè)體取代當(dāng)前最弱的k個(gè)帝國(guó).

2.2 聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)的MICA優(yōu)化對(duì)象設(shè)計(jì)

由1.2節(jié)分析可知，子濾波器HBT4（z）是雙線性法設(shè)計(jì)頻率計(jì)權(quán)濾波器的誤差主要來(lái)源.利用MICA對(duì)A計(jì)權(quán)的數(shù)字濾波器系數(shù)進(jìn)行搜索優(yōu)化.

根據(jù)式（8）和式（10）設(shè)計(jì)MICA優(yōu)化模型：

式中：A0為增益；a0、a1與b0、b1分別為濾波器的零點(diǎn)和極點(diǎn).為保證設(shè)計(jì)的濾波器的穩(wěn)定性，極點(diǎn)的搜索范圍?。?1，1），為方便起見(jiàn)零點(diǎn)的搜索范圍取[-1，1].

增益A0由濾波器系數(shù)推導(dǎo)得到，即

其頻率響應(yīng)為：

理想濾波器H4（s）的頻率響應(yīng)為：

采用頻域均方誤差作為設(shè)計(jì)頻率計(jì)權(quán)濾波器的最優(yōu)化準(zhǔn)則，誤差值越小則優(yōu)化效果越好.利用MICA對(duì)理想濾波器進(jìn)行逼近，在34個(gè)標(biāo)稱參考頻率點(diǎn)處，設(shè)計(jì)的濾波器幅頻響應(yīng)與理想的幅頻響應(yīng)均方誤差為：

利用MICA對(duì)頻率計(jì)權(quán)濾波器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，將式（26）作為優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)，對(duì)濾波器系數(shù)a0、a1、b0、b1搜索求解，則優(yōu)化后的濾波器傳遞函數(shù)與A計(jì)權(quán)表達(dá)式變?yōu)椋?/p>

基于MICA的頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)框架如圖5所示.首先初始化MICA算法，然后采用MICA算法在對(duì)目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行參數(shù)迭代尋優(yōu)直到達(dá)到對(duì)應(yīng)的停止條件，從而求解出目標(biāo)函數(shù)的優(yōu)化參數(shù).

具體步驟為：

1）初始化帝國(guó)集團(tuán).隨機(jī)生成Npop×4維矩陣的初始位置，MICA主要參數(shù)設(shè)置為：國(guó)家數(shù)量Npop=88、帝國(guó)數(shù)量Nimp=8、殖民地?cái)?shù)量Ncol=80、最大迭代次數(shù)Miter=800、當(dāng)前迭代次數(shù)Niter=0以及數(shù)字濾波器采樣頻率fs=48 kHz.

圖5 基于MICA的聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)濾波器設(shè)計(jì)框架Fig.5 Flowchart for the frequency weighting filter in sound-level meter based on MICA

2）帝國(guó)同化.殖民地國(guó)家按照式（17）向所屬帝國(guó)方向移動(dòng).并重新計(jì)算殖民地的勢(shì)力，若其勢(shì)力大于所屬帝國(guó)勢(shì)力，則兩者互換位置.

3）帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng).帝國(guó)的總勢(shì)力計(jì)算式為：

式中：TCi為第i個(gè)帝國(guó)的總目標(biāo)函數(shù)值，其值越小，表示勢(shì)力越大；ci為該帝國(guó)的目標(biāo)函數(shù)值；系數(shù)ξ為小于1的正數(shù)；后一項(xiàng)為該帝國(guó)擁有的殖民地目標(biāo)函數(shù)均值，其中f（colj）為殖民地colj的函數(shù)值，NColi為其擁有的殖民地?cái)?shù)量.根據(jù)式（18）～（21）通過(guò)克隆進(jìn)化將勢(shì)力最強(qiáng)的k個(gè)帝國(guó)取代勢(shì)力最弱的k個(gè)帝國(guó).

4）算法收斂.累積迭代次數(shù)Niter=Niter+1，當(dāng)?shù)螖?shù)達(dá)到最大迭代次數(shù)Miter或者通過(guò)帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)后，最弱帝國(guó)逐漸滅亡，最終只剩一個(gè)帝國(guó)集團(tuán).此時(shí)的群體為算法最優(yōu)解，搜索終止.

5）得到全局最優(yōu)位置處的Hopt（z），根據(jù)式（27）（28）求出基于MICA算法的A計(jì)權(quán)WMICA.A（f）.

2.3 仿真分析

為驗(yàn)證本文提出的MICA設(shè)計(jì)聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器的有效性，利用MATLAB進(jìn)行仿真生成仿真數(shù)據(jù).定義基于MICA的A計(jì)權(quán)的誤差為：

圖6為基于MICA算法的A計(jì)權(quán)誤差EOPTA（f）與基于雙線性變換的A計(jì)權(quán)誤差EBTA（f）的幅頻響應(yīng)曲線，在局部放大圖中，黑色曲線放大的是從10～10 000 Hz的基于MICA的A計(jì)權(quán)誤差.由圖6可知，本文提出的MICA設(shè)計(jì)方法能有效減小雙線性變換設(shè)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器的誤差，且誤差范圍能控制在10-3dB的數(shù)量級(jí)范圍內(nèi).

此外，為了比較算法相比傳統(tǒng)優(yōu)化算法的性能，同時(shí)采用PSO和標(biāo)準(zhǔn)ICA算法進(jìn)行了頻率計(jì)權(quán)濾波器優(yōu)化對(duì)比設(shè)計(jì)[16].算法的迭代次數(shù)均設(shè)置為800，仿真結(jié)果的誤差幅頻響應(yīng)曲線如圖7所示.仿真結(jié)果表明，與PSO和ICA優(yōu)化算法相比，在相同的迭代次數(shù)下基于MICA設(shè)計(jì)的濾波器誤差更小，具有更好的優(yōu)化性能，同時(shí)證明了本文改進(jìn)算法的有效性.

圖6 基于MICA的A計(jì)權(quán)誤差曲線Fig.6 Error curve of A-weighting based on MICA

圖7 A計(jì)權(quán)誤差曲線Fig.7 Error curves of A-weighting

3 實(shí)驗(yàn)測(cè)試分析

為驗(yàn)證所提出的改進(jìn)ICA聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)濾波器設(shè)計(jì)方法的有效性，本文采用如圖8所示的聲級(jí)計(jì)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試.其中，信號(hào)發(fā)生單元由信號(hào)源與可變衰減器構(gòu)成，利用調(diào)理電路對(duì)電信號(hào)進(jìn)行調(diào)理，采用最高采樣頻率達(dá)450 kHz的16位中泰工控EM-9118B-18同步數(shù)據(jù)采集卡對(duì)電壓信號(hào)進(jìn)行采集.最后，通過(guò)以太網(wǎng)TCP/IP協(xié)議傳輸方式將數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)傳輸至PC機(jī)進(jìn)行顯示和管理、以及噪聲數(shù)據(jù)的分析等.

圖8 聲級(jí)計(jì)實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)Fig.8 Test platform for the sound-level meter

為了測(cè)試聲級(jí)計(jì)在不同信號(hào)級(jí)下的A計(jì)權(quán)特性，在輸入信號(hào)級(jí)為L(zhǎng)={128，118，98，78}dB 4種情況下測(cè)試聲級(jí)計(jì)A計(jì)權(quán)誤差.表1給出了標(biāo)稱參考頻率點(diǎn)處基于雙線性變換、PSO、ICA和MICA的聲級(jí)計(jì)A計(jì)權(quán)在低頻段和高頻段的測(cè)試誤差.同時(shí)，為了反映算法的抗噪性，給不同信號(hào)級(jí)聲源添加信噪比為25 dB的高斯白噪聲信號(hào).圖9、圖10分別給出了頻率在10 Hz～20 kHz內(nèi)的34個(gè)標(biāo)稱參考頻率點(diǎn)處基于雙線性變換與MICA的A計(jì)權(quán)測(cè)試結(jié)果曲線.

圖9 基于雙線性變換的A計(jì)權(quán)測(cè)試結(jié)果曲線Fig.9 Curves of the test result of A-weighting based on BT

A計(jì)權(quán)的測(cè)試結(jié)果分析如下：

1）由圖9可知，雙線性變換設(shè)計(jì)的A計(jì)權(quán)在4種輸入信號(hào)級(jí)處的測(cè)試誤差主要來(lái)自于低頻段和高頻段.根據(jù)2.2節(jié)所知，高頻誤差主要來(lái)源于雙線性變換法的非線性變換；低頻段的誤差來(lái)源于文獻(xiàn)[3]規(guī)定，當(dāng)輸入為78 dB的信號(hào)時(shí)，低于12.5 Hz的信號(hào)經(jīng)過(guò)A計(jì)權(quán)后至少衰減63.4 dB，即聲級(jí)將小于14.6 dB，該輸入信號(hào)級(jí)的低頻段誤差主要受本底噪聲的影響，故本文對(duì)此未做考慮.

表1 聲級(jí)計(jì)在低頻段和高頻段的A計(jì)權(quán)測(cè)試誤差（SNR=25 dB）Tab.1 A-weighting test error of the sound-level meter in low&high frequency（SNR=25 dB）

2）由圖10可知，基于MICA的A計(jì)權(quán)在高頻處的誤差得到了極大改善.特別是表1中，在噪聲環(huán)境的影響下，MICA的測(cè)試精度均優(yōu)于PSO和ICA，且MICA的測(cè)試誤差基本能維持在10-2dB數(shù)量級(jí)范圍內(nèi)，具有良好的抗噪性，符合聲級(jí)計(jì)0.1 dB的精度設(shè)計(jì)需求.

圖10 基于MICA的A計(jì)權(quán)測(cè)試結(jié)果曲線Fig.10 Curves of the test result of A-weighting based on MICA

4 結(jié)論

本文針對(duì)雙線性變換法設(shè)計(jì)聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字濾波器時(shí)出現(xiàn)誤差較大的問(wèn)題，提出了一種基于改進(jìn)帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)算法的聲級(jí)計(jì)頻率計(jì)權(quán)數(shù)字IIR濾波器設(shè)計(jì)方法.為避免標(biāo)準(zhǔn)ICA早熟收斂而陷入局部最優(yōu)，在同化階段加入混沌函數(shù)以及帝國(guó)競(jìng)爭(zhēng)階段引入克隆進(jìn)化算子，進(jìn)一步提高算法的收斂精度.對(duì)A計(jì)權(quán)的測(cè)試結(jié)果表明，本文提出的改進(jìn)ICA算法，有效改善了雙線性變換法的誤差，優(yōu)化效果明顯.且在加噪環(huán)境下，不同聲信號(hào)級(jí)的計(jì)權(quán)誤差均能維持在10-2dB數(shù)量級(jí)范圍內(nèi)，符合1級(jí)聲級(jí)計(jì)設(shè)計(jì)要求.本文提出的方法不僅適用于聲級(jí)計(jì)的頻率計(jì)權(quán)優(yōu)化設(shè)計(jì)，也適用于其他采用雙線性變換設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器引起的頻率特性失真問(wèn)題，具有較高的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值.