（南京南瑞繼保電氣有限公司，南京 211102）

0 引言

隨著智能配電網(wǎng)、新能源并網(wǎng)、能源互聯(lián)網(wǎng)等技術(shù)的發(fā)展，電力電子變壓器作為電壓隔離、變換和功率潮流控制設(shè)備起到關(guān)鍵作用，在上述應(yīng)用領(lǐng)域中得到廣泛關(guān)注和應(yīng)用研究。受限于商用功率半導(dǎo)體器件的耐壓水平，目前工程廣泛采用的是由若干功率子模塊高壓側(cè)串聯(lián)、低壓側(cè)并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1]。

與Si IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）相比，Si MOSFET具有更高的開(kāi)關(guān)頻率、更低的開(kāi)關(guān)損耗以及更高的運(yùn)行結(jié)溫[2]。在電力電子變壓器功率模塊中采用SiC MOSFET替代傳統(tǒng)IGBT，可以將開(kāi)關(guān)頻率由幾kHz提升至幾十kHz甚至更高，大大降低了功率電路中隔離變壓器、高頻電感等無(wú)源器件的體積和重量，有效提升了電力電子變壓器的功率密度。

本文以DAB（雙有源橋）拓?fù)渥鳛殡娏﹄娮幼儔浩鞯碾妷焊綦x變換電路，分析了DAB的運(yùn)行原理、DAB功率電路和控制保護(hù)電路的設(shè)計(jì)、SiC MOSFET器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路設(shè)計(jì)，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)電路進(jìn)行驗(yàn)證，包括SiC MOSFET的雙脈沖測(cè)試和短路測(cè)試、DAB電路的效率測(cè)試、10 kV電力電子變壓器系統(tǒng)運(yùn)行試驗(yàn)測(cè)試等。

1 功率電路原理簡(jiǎn)介

本文采用的子模塊功率電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中H1部分Q1—Q4為PFC（功率因數(shù)校正）電路開(kāi)關(guān)管，用于調(diào)節(jié)輸入電容CIN的電壓；K為子模塊旁路開(kāi)關(guān)，子模塊永久故障時(shí)將旁路該模塊；H2部分QH1—QH4為DAB電路高壓側(cè)開(kāi)關(guān)管；H3部分QL1—QL4為DAB電路低壓側(cè)開(kāi)關(guān)管；T為高壓隔離高頻變壓器，其中Lm為其勵(lì)磁電感；LS為移相電感（包含變壓器的漏感）；CO為輸出電容；F為輸出熔斷保護(hù)熔絲。

圖1 電力電子變壓器功率模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

整流電路H1的作用是通過(guò)一定的調(diào)制比，使電容CIN上的電壓穩(wěn)定在一個(gè)值Vin。有較多文獻(xiàn)對(duì)此部分電路進(jìn)行研究[3-5]，本文不再贅述。

以下對(duì)DAB電路進(jìn)行介紹。

圖1中變壓器T原副邊變比M=1∶1；DAB的輸入、輸出電壓相等，即Vin=Vo=U。其中，VAB為圖1中A與B兩點(diǎn)之間的電壓差；VCD為C與D兩點(diǎn)之間的電壓差。由于Lm?Ls，可以忽略勵(lì)磁電感Lm的影響，將圖1中的DAB電路等效簡(jiǎn)化為圖2所示。

圖2 DAB簡(jiǎn)化等效電路

將單移相控制方法引入至圖1中的DAB電路，可得到其工作主要波形如圖3所示。定義VAB與VCD之間的相位角度差為移相角度：

式中：θ為移相角度；fS為DAB電路中SiC MOSFET的開(kāi)關(guān)頻率；t2，t0時(shí)刻點(diǎn)參見(jiàn)圖3。

圖3 DAB功率模塊正向功率傳輸主要波形

直流輸出功率受移相角度的控制，如式（2）所示。當(dāng)移相角θ＞0時(shí)，功率由H2傳遞至H3；當(dāng)移相角θ＜0時(shí)，功率由H3傳遞至H2。

文獻(xiàn)[6-10]等均對(duì)DAB電路的多種移相控制策略進(jìn)行了研究，通過(guò)對(duì)電流應(yīng)力、回流功率、死區(qū)調(diào)制等進(jìn)行優(yōu)化，可提高變換器的效率。

本文旨在對(duì)功率模塊硬件電路進(jìn)行方案設(shè)計(jì)，控制算法仍采用傳統(tǒng)單移相控制，以驗(yàn)證功率模塊的硬件可靠性和SiC器件的高效性。

2 設(shè)計(jì)集成

2.1 功率電路設(shè)計(jì)

DAB功率電路部分的電氣參數(shù)詳見(jiàn)表1，H2和H3的直流電壓一致，功率電路中所有的開(kāi)關(guān)管可以選擇同一型號(hào)器件。

本文選用的SiC MOSFET器件為PCB（印制板）焊裝器件，SiC器件放置于PCB的B面（底面），在PCB板布局和設(shè)計(jì)時(shí)做如下考慮：

（1）直流儲(chǔ)能電容盡量靠近SiC器件，并在SiC器件引腳處放置吸收電容，目的均是減小SiC器件過(guò)高的d i/d t變化率，以避免在電路寄生電感參數(shù)上產(chǎn)生的關(guān)斷過(guò)電壓尖峰，減小EMI（電磁干擾）。

表1 DAB電氣參數(shù)

（2）PCB上直流儲(chǔ)能電容至SiC器件之間的正負(fù)母排、交流母排銅皮做疊層處理，增強(qiáng)耦合性，以減小線路寄生電感量。

（3）驅(qū)動(dòng)電路盡量靠近SiC器件，本文將驅(qū)動(dòng)電路與SiC器件同PCB布局，目的是減小驅(qū)動(dòng)電路至SiCMOSFET的電感等寄生參數(shù)對(duì)門(mén)極的影響。

（4）在SiC器件正上部PCB表面，要避免放置易受高頻影響的器件，如門(mén)極電容（即G與S之間的電容）等。當(dāng)門(mén)極電容位于SiC器件正上方靠近門(mén)極引腳處，SiC MOSFET短路狀態(tài)時(shí)出現(xiàn)門(mén)極振蕩現(xiàn)象，如圖4所示。短路測(cè)試條件如表2所示。

圖4 門(mén)極電容位置對(duì)短路的影響

表2 短路測(cè)試條件

2.2 控制保護(hù)電路方案設(shè)計(jì)

SMC（子模塊控制器）主要作用是對(duì)子模塊進(jìn)行控制和保護(hù)，其中保護(hù)功能在文獻(xiàn)[11]中有詳細(xì)介紹，本文方案參考此文獻(xiàn)，并結(jié)合SiC器件的運(yùn)行特性，對(duì)采樣、保護(hù)等功能進(jìn)行了快速處理，確保SiC器件的運(yùn)行安全。

SMC的主要功能包括：接收VBC（閥基控制單元）的控制命令，對(duì)子模塊各受控器件進(jìn)行控制；對(duì)子模塊內(nèi)各主要器件電氣狀態(tài)、模擬量進(jìn)行檢測(cè)及判斷，并向主控制器上送遙信及遙測(cè)信息；對(duì)子模塊故障進(jìn)行判別，并進(jìn)行相應(yīng)保護(hù)；故障錄波功能，對(duì)故障狀態(tài)前后一段時(shí)間進(jìn)行錄波，為故障分析提供便利。

子模塊控制器的主要功能可參考圖5，對(duì)各部分功能說(shuō)明如下：

（1）采樣電路，包括圖5中4，5，8，9，12，13各點(diǎn)對(duì)電壓和電流的采樣，用于對(duì)電路的保護(hù)檢測(cè)[6]以及閉環(huán)控制。

（2）驅(qū)動(dòng)控制及驅(qū)動(dòng)故障反饋電路，包括圖5中的2，3，6，7，10，11各點(diǎn)，分別對(duì)應(yīng)H1，H2，H3的驅(qū)動(dòng)控制及故障反饋信號(hào)。

（3）通信鏈路，包括圖5中的14，15，16各點(diǎn)，分別對(duì)應(yīng)高低壓側(cè)SMC之間的通信鏈路和各自對(duì)應(yīng)VBC的通信鏈路。

圖5 控制保護(hù)電路設(shè)計(jì)方案

2.3 SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

如圖6所示，SMC產(chǎn)生的PWM（脈沖寬度調(diào)制）信號(hào)輸入隔離驅(qū)動(dòng)電路，經(jīng)過(guò)隔離和功率放大后驅(qū)動(dòng)SiCMOSFET。根據(jù)器件的退飽和特性，隔離驅(qū)動(dòng)電路通過(guò)檢測(cè)SiCMOSFET的VDS電壓（即SiCMOSFET的D與S之間的電壓），判斷SiC MOSFET是否處于短路或過(guò)流狀態(tài)，若SiCMOSFET處于短路或過(guò)流狀態(tài)，則軟關(guān)斷SiCMOSFET，并反饋Fault信號(hào)至SMC。

圖6 SiC MOSFET簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)電路

一般IGBT具有不小于10μs的短路能力，短路電流約為額定電流的4～5倍[12]，而SiCMOSFET器件的短路承受時(shí)間更短，一般在3μs以內(nèi)，短路電流也更大，超過(guò)10倍額定電流值。對(duì)SiC MOSFET器件的短路快速保護(hù)功能是驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)重點(diǎn)，本文通過(guò)檢測(cè)SiCMOSFET的VDS電壓判斷短路狀態(tài)，可實(shí)現(xiàn)2μs的短路檢測(cè)保護(hù)，并在短路后實(shí)現(xiàn)門(mén)極軟關(guān)斷，能有效保護(hù)SiCMOSFET的安全。

此外，由于SiC MOSFET在開(kāi)關(guān)時(shí)的d v/d t和d i/d t變化率很大，較高的電壓、電流變化率通過(guò)其彌勒電容向門(mén)極注入或抽取電流，影響門(mén)極電壓，即在開(kāi)關(guān)時(shí)刻形成串?dāng)_[13]。本文在SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)電路中增加門(mén)極鉗位電路，其原理如圖7所示。當(dāng)SiC MOSFET在開(kāi)關(guān)時(shí)刻，啟動(dòng)鉗位電路，將門(mén)極電壓鉗位至門(mén)極負(fù)壓值，保持門(mén)極的穩(wěn)定，既不會(huì)因門(mén)極正過(guò)沖誤導(dǎo)通SiC MOSFET，又不會(huì)因門(mén)極負(fù)過(guò)沖超出SiCMOSFET門(mén)極負(fù)壓最大值；并在短路保護(hù)時(shí)刻閉鎖鉗位電路，避免因鉗位電路動(dòng)作引起門(mén)極振蕩，造成SiC MOSFET電壓、電流振蕩損壞。

圖7 SiC MOSFET門(mén)極鉗位電路原理

驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)完成后，建立如圖8所示雙脈沖測(cè)試電路[14]來(lái)進(jìn)行雙脈沖和短路測(cè)試，測(cè)試時(shí)根據(jù)SiCMOSFET的開(kāi)關(guān)特性優(yōu)化驅(qū)動(dòng)參數(shù)、測(cè)試損耗數(shù)據(jù)及驗(yàn)證驅(qū)動(dòng)短路保護(hù)能力。

圖8 雙脈沖測(cè)試電路

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 SiC MOSFET雙脈沖及短路測(cè)試

對(duì)設(shè)計(jì)的功率電路及驅(qū)動(dòng)電路按照?qǐng)D8搭建雙脈沖測(cè)試平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試。綜合評(píng)估SiCMOSFET的開(kāi)關(guān)損耗、開(kāi)關(guān)尖峰、開(kāi)關(guān)電壓、電流變化率等參數(shù)，并進(jìn)行如下優(yōu)化：

SiC MOSFET在開(kāi)通過(guò)程中門(mén)極電阻過(guò)小會(huì)引起門(mén)極振蕩，過(guò)大會(huì)導(dǎo)致開(kāi)通損耗增加。SiC MOSFET在高負(fù)載工況下具有ZVS（零電壓開(kāi)關(guān)）零電壓開(kāi)通特性，幾乎無(wú)開(kāi)通損耗；低負(fù)載工況下無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)通，存在開(kāi)通損耗。因此，在滿足開(kāi)通過(guò)程門(mén)極無(wú)振蕩的情況下，可適當(dāng)選用阻值較小的電阻和門(mén)極電容，以減小在低負(fù)載工況下的開(kāi)通損耗，提高整機(jī)效率。經(jīng)測(cè)試，開(kāi)通電阻選擇4.7Ω，門(mén)極電容選擇2.2 nF。

本文應(yīng)用中MOSFET關(guān)斷狀態(tài)為硬關(guān)斷，需優(yōu)先保證SiC MOSFET關(guān)斷的安全預(yù)量。如圖9所示，隨著關(guān)斷門(mén)極電阻的增加，SiC MOSFET的關(guān)斷損耗并不像開(kāi)通損耗有顯著增加，因此在滿足整機(jī)效率的情況下，應(yīng)盡量增大關(guān)斷電阻，以減小MOSFET的關(guān)斷尖峰，降低關(guān)斷的EMI，保證MOSFET的關(guān)斷安全預(yù)量。經(jīng)測(cè)試，關(guān)斷電阻選擇10Ω。

通過(guò)雙脈沖測(cè)試，可得SiC MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗、開(kāi)關(guān)尖峰、電壓與電流變化率等參數(shù)，詳見(jiàn)表3和圖10。

選用的SiC MOSFET通態(tài)電阻約20 mΩ，可以近似得出DAB電路8個(gè)功率器件在ZVS軟開(kāi)通狀態(tài)下的總損耗：

圖9 SiC MOSFET損耗與門(mén)極電阻曲線

表3 雙脈沖測(cè)試數(shù)據(jù)

圖10 雙脈沖測(cè)試波形

式中：PMOS為DAB電路中SiCMOSFET總損耗；Pon為SiC MOSFET總通態(tài)損耗；Poff為SiC MOSFET總關(guān)斷損耗。

根據(jù)式（3）計(jì)算得到PMOS=221.5 W。

將圖8雙脈沖測(cè)試電路中的電感L更改為短路銅排，即參照?qǐng)D11對(duì)SiC MOSFET進(jìn)行短路測(cè)試：上管MOSFET1通過(guò)銅排短接，向下管MOSFET2發(fā)長(zhǎng)開(kāi)通驅(qū)動(dòng)信號(hào)，造成下管短路，測(cè)試MOSFET2的門(mén)極電壓VGS、集射極電壓VDS和短路電流iSC，查看驅(qū)動(dòng)的短路保護(hù)是否正確動(dòng)作。

本應(yīng)用所選SiC MOSFET的短路電流值為1 200 A，實(shí)際在VDC=800 V的工況下，通過(guò)短路測(cè)試，短路電流峰值達(dá)到1 220 A。如圖12所示，門(mén)極從開(kāi)通時(shí)刻至軟關(guān)斷開(kāi)始的時(shí)間約2μs，滿足設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路短路保護(hù)檢測(cè)時(shí)間，保護(hù)動(dòng)作正確，驅(qū)動(dòng)通過(guò)故障軟關(guān)斷抑制了過(guò)壓尖峰，VDS幾乎無(wú)過(guò)壓尖峰。

圖11 SiC MOSFET短路測(cè)試原理

圖12 SiC MOSFET短路測(cè)試波形

3.2 功率運(yùn)行及效率測(cè)試

DAB電路的功率運(yùn)行波形如圖13所示，其功率運(yùn)行中的損耗包括SiC MOSFET的損耗、變壓器損耗、控制板和驅(qū)動(dòng)板損耗、取能電源板損耗，其中變壓器效率經(jīng)測(cè)試在99.5%左右，所有板卡功耗經(jīng)測(cè)試約為20 W。圖中VQH1GS為QH1的門(mén)極電壓，iLS為電感LS上的電流。

DAB的整機(jī)滿載效率如式（4）所示：

式中：η為DAB整機(jī)效率；PB為所有板卡功耗；ηT為變壓器效率，實(shí)測(cè)值約99.5%。

圖14為效率測(cè)試曲線，可見(jiàn)最高效率約98.76%，滿載效率約98.55%，滿載效率測(cè)試值與計(jì)算值相近。

圖13 DAB功率運(yùn)行關(guān)鍵波形

圖14 效率測(cè)試曲線

3.3 系統(tǒng)測(cè)試

將設(shè)計(jì)的功率模塊組成電力電子變壓器系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試。系統(tǒng)測(cè)試電氣原理如圖15所示。

圖15 系統(tǒng)測(cè)試電氣原理

功率模塊在系統(tǒng)中運(yùn)行正常，運(yùn)行效率較高，溫升較小，符合設(shè)計(jì)要求，證明了模塊硬件設(shè)計(jì)的可靠性和高效性。

系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果如表4和圖16所示。結(jié)果表明，整機(jī)效率最大值超過(guò)98.3%，額定功率輸出條件下效率超過(guò)98.1%。系統(tǒng)效率低于功率模塊效率，是因?yàn)橄到y(tǒng)損耗中除了包含功率模塊損耗外，還包含二次控制保護(hù)設(shè)備、線纜、電抗器、風(fēng)冷系統(tǒng)等的損耗。

表4中高壓側(cè)模塊均壓度以A相數(shù)據(jù)為例進(jìn)行計(jì)算，其他各項(xiàng)參數(shù)與A相接近。

表4 系統(tǒng)電氣參數(shù)及測(cè)試結(jié)果

圖16 系統(tǒng)測(cè)試錄波波形

4 結(jié)語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)和測(cè)試了基于SiCMOSFET的DAB電路，最高效率接近98.8%，通過(guò)雙脈沖及短路測(cè)試，驗(yàn)證了驅(qū)動(dòng)電路的可靠性。并在實(shí)際的電力電子變壓器系統(tǒng)中對(duì)功率模塊進(jìn)行了測(cè)試，得到應(yīng)用驗(yàn)證。后續(xù)將繼續(xù)開(kāi)展控制算法的優(yōu)化，以提高輕載效率。