(南京南瑞繼保電氣有限公司,南京 211102)
隨著智能配電網(wǎng)、新能源并網(wǎng)、能源互聯(lián)網(wǎng)等技術的發(fā)展,電力電子變壓器作為電壓隔離、變換和功率潮流控制設備起到關鍵作用,在上述應用領域中得到廣泛關注和應用研究。受限于商用功率半導體器件的耐壓水平,目前工程廣泛采用的是由若干功率子模塊高壓側串聯(lián)、低壓側并聯(lián)的拓撲結構[1]。
與Si IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)相比,Si MOSFET具有更高的開關頻率、更低的開關損耗以及更高的運行結溫[2]。在電力電子變壓器功率模塊中采用SiC MOSFET替代傳統(tǒng)IGBT,可以將開關頻率由幾kHz提升至幾十kHz甚至更高,大大降低了功率電路中隔離變壓器、高頻電感等無源器件的體積和重量,有效提升了電力電子變壓器的功率密度。
本文以DAB(雙有源橋)拓撲作為電力電子變壓器的電壓隔離變換電路,分析了DAB的運行原理、DAB功率電路和控制保護電路的設計、SiC MOSFET器件的驅動保護電路設計,并通過實驗對電路進行驗證,包括SiC MOSFET的雙脈沖測試和短路測試、DAB電路的效率測試、10 kV電力電子變壓器系統(tǒng)運行試驗測試等。
本文采用的子模塊功率電路拓撲結構如圖1所示,其中H1部分Q1—Q4為PFC(功率因數(shù)校正)電路開關管,用于調節(jié)輸入電容CIN的電壓;K為子模塊旁路開關,子模塊永久故障時將旁路該模塊;H2部分QH1—QH4為DAB電路高壓側開關管;H3部分QL1—QL4為DAB電路低壓側開關管;T為高壓隔離高頻變壓器,其中Lm為其勵磁電感;LS為移相電感(包含變壓器的漏感);CO為輸出電容;F為輸出熔斷保護熔絲。
圖1 電力電子變壓器功率模塊拓撲結構
整流電路H1的作用是通過一定的調制比,使電容CIN上的電壓穩(wěn)定在一個值Vin。有較多文獻對此部分電路進行研究[3-5],本文不再贅述。
以下對DAB電路進行介紹。
圖1中變壓器T原副邊變比M=1∶1;DAB的輸入、輸出電壓相等,即Vin=Vo=U。其中,VAB為圖1中A與B兩點之間的電壓差;VCD為C與D兩點之間的電壓差。由于Lm?Ls,可以忽略勵磁電感Lm的影響,將圖1中的DAB電路等效簡化為圖2所示。
圖2 DAB簡化等效電路
將單移相控制方法引入至圖1中的DAB電路,可得到其工作主要波形如圖3所示。定義VAB與VCD之間的相位角度差為移相角度:
式中:θ為移相角度;fS為DAB電路中SiC MOSFET的開關頻率;t2,t0時刻點參見圖3。
圖3 DAB功率模塊正向功率傳輸主要波形
直流輸出功率受移相角度的控制,如式(2)所示。當移相角θ>0時,功率由H2傳遞至H3;當移相角θ<0時,功率由H3傳遞至H2。
文獻[6-10]等均對DAB電路的多種移相控制策略進行了研究,通過對電流應力、回流功率、死區(qū)調制等進行優(yōu)化,可提高變換器的效率。
本文旨在對功率模塊硬件電路進行方案設計,控制算法仍采用傳統(tǒng)單移相控制,以驗證功率模塊的硬件可靠性和SiC器件的高效性。
DAB功率電路部分的電氣參數(shù)詳見表1,H2和H3的直流電壓一致,功率電路中所有的開關管可以選擇同一型號器件。
本文選用的SiC MOSFET器件為PCB(印制板)焊裝器件,SiC器件放置于PCB的B面(底面),在PCB板布局和設計時做如下考慮:
(1)直流儲能電容盡量靠近SiC器件,并在SiC器件引腳處放置吸收電容,目的均是減小SiC器件過高的d i/d t變化率,以避免在電路寄生電感參數(shù)上產生的關斷過電壓尖峰,減小EMI(電磁干擾)。
表1 DAB電氣參數(shù)
(2)PCB上直流儲能電容至SiC器件之間的正負母排、交流母排銅皮做疊層處理,增強耦合性,以減小線路寄生電感量。
(3)驅動電路盡量靠近SiC器件,本文將驅動電路與SiC器件同PCB布局,目的是減小驅動電路至SiCMOSFET的電感等寄生參數(shù)對門極的影響。
(4)在SiC器件正上部PCB表面,要避免放置易受高頻影響的器件,如門極電容(即G與S之間的電容)等。當門極電容位于SiC器件正上方靠近門極引腳處,SiC MOSFET短路狀態(tài)時出現(xiàn)門極振蕩現(xiàn)象,如圖4所示。短路測試條件如表2所示。
圖4 門極電容位置對短路的影響
表2 短路測試條件
SMC(子模塊控制器)主要作用是對子模塊進行控制和保護,其中保護功能在文獻[11]中有詳細介紹,本文方案參考此文獻,并結合SiC器件的運行特性,對采樣、保護等功能進行了快速處理,確保SiC器件的運行安全。
SMC的主要功能包括:接收VBC(閥基控制單元)的控制命令,對子模塊各受控器件進行控制;對子模塊內各主要器件電氣狀態(tài)、模擬量進行檢測及判斷,并向主控制器上送遙信及遙測信息;對子模塊故障進行判別,并進行相應保護;故障錄波功能,對故障狀態(tài)前后一段時間進行錄波,為故障分析提供便利。
子模塊控制器的主要功能可參考圖5,對各部分功能說明如下:
(1)采樣電路,包括圖5中4,5,8,9,12,13各點對電壓和電流的采樣,用于對電路的保護檢測[6]以及閉環(huán)控制。
(2)驅動控制及驅動故障反饋電路,包括圖5中的2,3,6,7,10,11各點,分別對應H1,H2,H3的驅動控制及故障反饋信號。
(3)通信鏈路,包括圖5中的14,15,16各點,分別對應高低壓側SMC之間的通信鏈路和各自對應VBC的通信鏈路。
圖5 控制保護電路設計方案
如圖6所示,SMC產生的PWM(脈沖寬度調制)信號輸入隔離驅動電路,經過隔離和功率放大后驅動SiCMOSFET。根據(jù)器件的退飽和特性,隔離驅動電路通過檢測SiCMOSFET的VDS電壓(即SiCMOSFET的D與S之間的電壓),判斷SiC MOSFET是否處于短路或過流狀態(tài),若SiCMOSFET處于短路或過流狀態(tài),則軟關斷SiCMOSFET,并反饋Fault信號至SMC。
圖6 SiC MOSFET簡化驅動電路
一般IGBT具有不小于10μs的短路能力,短路電流約為額定電流的4~5倍[12],而SiCMOSFET器件的短路承受時間更短,一般在3μs以內,短路電流也更大,超過10倍額定電流值。對SiC MOSFET器件的短路快速保護功能是驅動電路的設計重點,本文通過檢測SiCMOSFET的VDS電壓判斷短路狀態(tài),可實現(xiàn)2μs的短路檢測保護,并在短路后實現(xiàn)門極軟關斷,能有效保護SiCMOSFET的安全。
此外,由于SiC MOSFET在開關時的d v/d t和d i/d t變化率很大,較高的電壓、電流變化率通過其彌勒電容向門極注入或抽取電流,影響門極電壓,即在開關時刻形成串擾[13]。本文在SiC MOSFET驅動電路中增加門極鉗位電路,其原理如圖7所示。當SiC MOSFET在開關時刻,啟動鉗位電路,將門極電壓鉗位至門極負壓值,保持門極的穩(wěn)定,既不會因門極正過沖誤導通SiC MOSFET,又不會因門極負過沖超出SiCMOSFET門極負壓最大值;并在短路保護時刻閉鎖鉗位電路,避免因鉗位電路動作引起門極振蕩,造成SiC MOSFET電壓、電流振蕩損壞。
圖7 SiC MOSFET門極鉗位電路原理
驅動電路設計完成后,建立如圖8所示雙脈沖測試電路[14]來進行雙脈沖和短路測試,測試時根據(jù)SiCMOSFET的開關特性優(yōu)化驅動參數(shù)、測試損耗數(shù)據(jù)及驗證驅動短路保護能力。
圖8 雙脈沖測試電路
對設計的功率電路及驅動電路按照圖8搭建雙脈沖測試平臺進行測試。綜合評估SiCMOSFET的開關損耗、開關尖峰、開關電壓、電流變化率等參數(shù),并進行如下優(yōu)化:
SiC MOSFET在開通過程中門極電阻過小會引起門極振蕩,過大會導致開通損耗增加。SiC MOSFET在高負載工況下具有ZVS(零電壓開關)零電壓開通特性,幾乎無開通損耗;低負載工況下無法實現(xiàn)ZVS軟開通,存在開通損耗。因此,在滿足開通過程門極無振蕩的情況下,可適當選用阻值較小的電阻和門極電容,以減小在低負載工況下的開通損耗,提高整機效率。經測試,開通電阻選擇4.7Ω,門極電容選擇2.2 nF。
本文應用中MOSFET關斷狀態(tài)為硬關斷,需優(yōu)先保證SiC MOSFET關斷的安全預量。如圖9所示,隨著關斷門極電阻的增加,SiC MOSFET的關斷損耗并不像開通損耗有顯著增加,因此在滿足整機效率的情況下,應盡量增大關斷電阻,以減小MOSFET的關斷尖峰,降低關斷的EMI,保證MOSFET的關斷安全預量。經測試,關斷電阻選擇10Ω。
通過雙脈沖測試,可得SiC MOSFET的開關損耗、開關尖峰、電壓與電流變化率等參數(shù),詳見表3和圖10。
選用的SiC MOSFET通態(tài)電阻約20 mΩ,可以近似得出DAB電路8個功率器件在ZVS軟開通狀態(tài)下的總損耗:
圖9 SiC MOSFET損耗與門極電阻曲線
表3 雙脈沖測試數(shù)據(jù)
圖10 雙脈沖測試波形
式中:PMOS為DAB電路中SiCMOSFET總損耗;Pon為SiC MOSFET總通態(tài)損耗;Poff為SiC MOSFET總關斷損耗。
根據(jù)式(3)計算得到PMOS=221.5 W。
將圖8雙脈沖測試電路中的電感L更改為短路銅排,即參照圖11對SiC MOSFET進行短路測試:上管MOSFET1通過銅排短接,向下管MOSFET2發(fā)長開通驅動信號,造成下管短路,測試MOSFET2的門極電壓VGS、集射極電壓VDS和短路電流iSC,查看驅動的短路保護是否正確動作。
本應用所選SiC MOSFET的短路電流值為1 200 A,實際在VDC=800 V的工況下,通過短路測試,短路電流峰值達到1 220 A。如圖12所示,門極從開通時刻至軟關斷開始的時間約2μs,滿足設計的驅動電路短路保護檢測時間,保護動作正確,驅動通過故障軟關斷抑制了過壓尖峰,VDS幾乎無過壓尖峰。
圖11 SiC MOSFET短路測試原理
圖12 SiC MOSFET短路測試波形
DAB電路的功率運行波形如圖13所示,其功率運行中的損耗包括SiC MOSFET的損耗、變壓器損耗、控制板和驅動板損耗、取能電源板損耗,其中變壓器效率經測試在99.5%左右,所有板卡功耗經測試約為20 W。圖中VQH1GS為QH1的門極電壓,iLS為電感LS上的電流。
DAB的整機滿載效率如式(4)所示:
式中:η為DAB整機效率;PB為所有板卡功耗;ηT為變壓器效率,實測值約99.5%。
圖14為效率測試曲線,可見最高效率約98.76%,滿載效率約98.55%,滿載效率測試值與計算值相近。
圖13 DAB功率運行關鍵波形
圖14 效率測試曲線
將設計的功率模塊組成電力電子變壓器系統(tǒng)進行測試。系統(tǒng)測試電氣原理如圖15所示。
圖15 系統(tǒng)測試電氣原理
功率模塊在系統(tǒng)中運行正常,運行效率較高,溫升較小,符合設計要求,證明了模塊硬件設計的可靠性和高效性。
系統(tǒng)測試結果如表4和圖16所示。結果表明,整機效率最大值超過98.3%,額定功率輸出條件下效率超過98.1%。系統(tǒng)效率低于功率模塊效率,是因為系統(tǒng)損耗中除了包含功率模塊損耗外,還包含二次控制保護設備、線纜、電抗器、風冷系統(tǒng)等的損耗。
表4中高壓側模塊均壓度以A相數(shù)據(jù)為例進行計算,其他各項參數(shù)與A相接近。
表4 系統(tǒng)電氣參數(shù)及測試結果
圖16 系統(tǒng)測試錄波波形
本文設計和測試了基于SiCMOSFET的DAB電路,最高效率接近98.8%,通過雙脈沖及短路測試,驗證了驅動電路的可靠性。并在實際的電力電子變壓器系統(tǒng)中對功率模塊進行了測試,得到應用驗證。后續(xù)將繼續(xù)開展控制算法的優(yōu)化,以提高輕載效率。