李志勇 王思君 陳有根

摘要：?jiǎn)蜗郠uasi-Z源逆變器交流側(cè)二倍基波頻率（二倍頻）的功率脈動(dòng)會(huì)使其直流側(cè)不可避免的出現(xiàn)二次紋波。針對(duì)單相Quasi-Z逆變器直流側(cè)電感二倍頻電流紋波問(wèn)題提出了一種自注入APP控制策略。運(yùn)用狀態(tài)空間平均法研究二倍頻能量的傳遞機(jī)理，結(jié)合Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)小信號(hào)模型，發(fā)現(xiàn)占空比擾動(dòng)可以影響Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)能量分布。在直通占空比上疊加補(bǔ)償信號(hào)，在不改變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下，利用Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)向逆變橋自注入二倍頻能量，抑制Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入功率波動(dòng)。仿真驗(yàn)證了所提控制策略的有效性，Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入電流紋波幅值降低了81.4%，并結(jié)合反饋控制方法對(duì)所提控制的響應(yīng)速度進(jìn)行了仿真對(duì)比分析。

關(guān)鍵詞：Quasi-Z源逆變器;紋波;傳遞機(jī)理;自注入

DOI：10.15938/j.emc.2019.10.009

中圖分類號(hào)：TM 464文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1007-449X（2019）10-0077-08

0引言

Quasi-Z源逆變器是具有升壓逆變一體化的特殊結(jié)構(gòu)，自提出以來(lái)即受到了廣泛的研究和關(guān)注。從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上看，單相Quasi-Z源逆變器本質(zhì)上由Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)和VSI（電壓源型逆變器）級(jí)聯(lián)組成。變流裝置VSI的存在，必然會(huì)導(dǎo)致其交流側(cè)存在二倍頻率功率，進(jìn)而引起直流側(cè)產(chǎn)生二倍頻的紋波，影響逆變器的運(yùn)行品質(zhì)。Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)由電感和電容組成的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)，具有一定的濾波能力。采用較大參數(shù)的電感和電容可以有效抑制二倍頻的紋波，但是增加了Quasi-Z源逆變器的體積和成本，但若不抑制這些低頻紋波，會(huì)影響Quasi-Z源逆變器的控制精度，降低器件的使用壽命。這些原因限制了Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)在光伏發(fā)電、電機(jī)控制等對(duì)直流電源波動(dòng)敏感領(lǐng)域的應(yīng)用。采用合適的方法，對(duì)Quasi-Z源逆變器二倍頻功率進(jìn)行主動(dòng)補(bǔ)償，進(jìn)而抑制二倍頻紋波，對(duì)于提高其運(yùn)行品質(zhì)，拓寬應(yīng)用領(lǐng)域具有重要意義。

目前針對(duì)Quasi-Z源逆變器二倍頻功率的主動(dòng)補(bǔ)償方法主要有2種。一種是利用有源濾波思想添加額外帶儲(chǔ)能環(huán)節(jié)的拓?fù)渲?，在逆變橋輸人端或輸出端?duì)二倍頻功率進(jìn)行主動(dòng)補(bǔ)償。另一種則考慮Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)本身是一個(gè)可控的儲(chǔ)能網(wǎng)絡(luò)，并且抑制的主要目的是在于穩(wěn)定Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入功率，在傳統(tǒng)控制的基礎(chǔ)上添加額外控制或?yàn)V波支路，抑制Quasi-Z源逆變器二倍頻功率向前級(jí)流動(dòng)。

文獻(xiàn)提出運(yùn)用有源濾波的思想，添加帶有電容或蓄電池作為儲(chǔ)能元件的額外支路，對(duì)逆變器交流側(cè)產(chǎn)生的二倍頻功率進(jìn)行補(bǔ)償，抑制Qua-si-Z源逆變器二倍頻功率的流動(dòng)。一方面，添加額外支路改變了Quasi-Z源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，增加了成本。另一方面，額外支路亦需要添加額外的控制策略，增加了控制的復(fù)雜度。理論上，此類控制方法可以對(duì)逆變橋生成的二倍頻功率完全補(bǔ)償，但在逆變器實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中直流電源輸出功率允許在一個(gè)合理的范圍內(nèi)波動(dòng)。

為此，部分學(xué)者提出利用Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能可控的特點(diǎn)，對(duì)原有控制策略進(jìn)行改進(jìn)，利用Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)能量對(duì)二倍頻功率進(jìn)行自注入式補(bǔ)償。此類方法不改變Quasi-Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在保證Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)升壓能力的前提下，將其作為一個(gè)有源濾波裝置，在原有電路的基礎(chǔ)上構(gòu)建虛擬APF也可以有效解決二倍頻紋波問(wèn)題。

在Quasi-Z源逆變器中，傳統(tǒng)控制策略均在開(kāi)關(guān)周期的固定位置插入直通占空比，Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電感電流開(kāi)關(guān)周期平均值并不固定。文獻(xiàn)提出通過(guò)改變開(kāi)關(guān)的插入直通占空比的位置，抑制電感電流的波動(dòng)。通過(guò)對(duì)Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)建模分析，占空比擾動(dòng)可以改變網(wǎng)絡(luò)電容電壓和電感電流，即改變占空比大小以可以控制網(wǎng)絡(luò)能量狀態(tài)。文獻(xiàn)采樣直流電源支撐電容電壓，通過(guò)比例控制器跟隨其直流分量，將生成信號(hào)疊加至穩(wěn)態(tài)占空比，實(shí)現(xiàn)了光伏電池輸出功率的穩(wěn)定。直流電源支撐電容目的在于穩(wěn)定直流電源的輸出功率，若采用合適控制策略后，可以由Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)承擔(dān)支撐作用。文獻(xiàn)在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上取消了直流側(cè)支撐電容，直接提取直流側(cè)電源輸出電流的交流分量，與參考值比較后通過(guò)PI控制器對(duì)占空比施加擾動(dòng)。本質(zhì)上看，文獻(xiàn)均采用了反饋控制的思想，通過(guò)Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)向逆變橋補(bǔ)償二倍頻功率，抑制二倍頻功率向直流電源端的傳遞。本質(zhì)上，二者均屬于反饋控制，雖然具有較高的控制精度，但是，動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性較差。

本文將Quasi-Z源逆變器分為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)和VSI 2個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)分別研究2個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出關(guān)系，結(jié)合二者的連接關(guān)系，分析了二倍頻功率在Quasi-Z源逆變器中的傳遞機(jī)理。以Quasi-Z源逆變器的傳遞機(jī)理為基礎(chǔ)，將交流側(cè)二倍頻能量作為擾動(dòng)，提出了一種基于前饋思想的自注入式APF控制策略。仿真驗(yàn)證所提控制策略對(duì)二倍頻功率傳遞的抑制效果，并與采用反饋思想的控制策略在動(dòng)態(tài)性能上進(jìn)行了對(duì)比。

1二倍頻紋波傳遞機(jī)理

單相Quasi-Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由電感L₁、L₂和電容C₁、C₂組成的Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)以及逆變橋組成的傳統(tǒng)逆變器2個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)構(gòu)成。Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)和逆變橋的一部分組成了升壓電路，將輸入直流電壓υ_DC升壓后作為逆變橋的直流輸入υ_PN。由開(kāi)關(guān)管組成的傳統(tǒng)逆變器，將前級(jí)直流輸出υ_PN逆變?yōu)榻涣鬏敵靓?sub>g。足功率守恒原理，傳統(tǒng)逆變器直流輸出電壓υ_PN必然會(huì)產(chǎn)生二倍頻功率波動(dòng)。為研究二倍頻功率在Quasi-Z源逆變器中的傳遞機(jī)理，分別分析Quasi-Z源逆變器的2個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)，確定Quasi-Z源逆變器輸入和輸出之間的關(guān)系。

1.1Quasi-z源網(wǎng)絡(luò)模型

Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)運(yùn)行時(shí)，可分為直通和非直通2種工作狀態(tài)。直通工作狀態(tài)時(shí)同一橋臂開(kāi)關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通，其等效電路如圖2所示，此時(shí)電容處于放電狀態(tài)，電感處于充電狀態(tài)，二極管被反向截止。非直通狀態(tài)下，二極管導(dǎo)通，電感處于放電狀態(tài)，電容處于充電狀態(tài)，如圖3所示。

結(jié)合圖2和圖3，采用狀態(tài)空間平均法，可以得到Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)大信號(hào)模型為式（1），其中（x）_Ts代表狀態(tài)變量x在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的平均值。式中：i_L1、i_L2為電感L₁和L₂的電流;υ_C1、υ_C2為電容Cl和C，的電壓;L₁，L₂、C₁、C₂分別為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電感和電容;υ_DC為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入電壓;i_PN為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)直通狀態(tài)下輸出電流;D為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)直通占空比。

當(dāng)Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)運(yùn)行在穩(wěn)態(tài)時(shí)，電感電流與電容電壓的開(kāi)關(guān)周期平均值為常數(shù)，即式（1）等號(hào)左側(cè)部分為零?？梢缘玫椒€(wěn)態(tài)時(shí)QuaSi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入和輸出電流的關(guān)系為

其中，I_DC、I_L1、I_PN分別為Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)穩(wěn)態(tài)時(shí)的輸入電流、電感L₁的電流、Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)非直通狀態(tài)時(shí)的輸出電流。

1.2Quasi-z源逆變器輸入電流分析

圖1所示右側(cè)虛線框?yàn)槟孀兤魍負(fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，S₁，S₃為逆變電路開(kāi)關(guān)函數(shù)，當(dāng)開(kāi)關(guān)函數(shù)為1時(shí)，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通，為0時(shí)對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷。

由圖4可知，逆變器輸出電流：

i_PN=S₁i_g-S₃i_g（7）

結(jié)合文獻(xiàn)[18]，可將開(kāi)關(guān)函數(shù)S₁，S₃進(jìn)行傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)，由于高次分量在通過(guò)Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)時(shí)電容導(dǎo)通，因此可以省略高頻部分后S₁，S₃逆變開(kāi)關(guān)函數(shù)表達(dá)為

由式（2）可以看出，后級(jí)逆變器所產(chǎn)生的直流分量傳遞至Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入端仍為直流。而后級(jí)逆變器所產(chǎn)生的交流分量，結(jié)合式（4）可以看出必然會(huì)引起Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入端波動(dòng)。即Quasi-Z源逆變器工作時(shí)，Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)運(yùn)行在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近。結(jié)合式（4）和式（10）可以得到Quasi-Z源逆變器輸入電流波動(dòng)為

若單位功率因數(shù)為ρ并網(wǎng)時(shí)，上式的時(shí)域形式為

2紋波自注入APF控制策略

當(dāng)Quasi-Z源逆變器工作時(shí)，其輸出電壓為V_gsinwt、輸出電流為I_gsin（wt+ρ）。由于電感電流和電容電壓存在擾動(dòng)，根據(jù)功率守恒原理應(yīng)該有：

上式中等式左右兩側(cè)直流分量應(yīng)相等，交流分量亦然。因此可進(jìn)一步得出Quasi-Z源逆變器工作時(shí)交流功率流動(dòng)關(guān)系如式（14）所示：

結(jié)合式（4）和式（10）以及上式可以得出Quasi-Z源逆變器未進(jìn)行紋波抑制時(shí)交流功率分布的表達(dá)式為：

由上式可以看出，采用自注入APF控制策略后，電容電壓上的波動(dòng)產(chǎn)生了變化，電容輸出功率的幅值和相位也隨之產(chǎn)生了變化。并且由式（18）可以看出，電感電流上的波動(dòng)將變?yōu)榱?。此時(shí)交流功率相量將發(fā)生變化，如圖5所示。此時(shí)逆變橋輸出功率的交流成分將完全由電容提供，同時(shí)和未進(jìn)行電感電流紋波抑制時(shí)相比，電容輸出的交流功率將變低。

由于二倍頻功率在Quasi-Z源逆變器中反向流動(dòng)造成Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入功率的波動(dòng)。區(qū)別基于反饋控制的紋波抑制策略，本文所提方案直接對(duì)擾動(dòng)源進(jìn)行了提取，經(jīng)過(guò)處理后直接疊加至控制量，從本質(zhì)上看是一種前饋控制，因而本方案具有良好的動(dòng)態(tài)特性，可以在負(fù)載突變時(shí)快速響應(yīng)。

3仿真分析

為驗(yàn)證紋波自注入式APF控制策略對(duì)Quasi-Z源逆變器輸入電流紋波的抑制作用，運(yùn)用MATLAB/Simulink搭建單相Quasi-Z源逆變器并網(wǎng)仿真模型，仿真參數(shù)如表1所示。

采用本文所提紋波控制策略和未采用紋波控制策略的Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入電流i_L1（ι）如圖8所示?？梢钥闯觯谖醇尤肟刂茣r(shí)，Quasi-Z源輸入電流中明顯含有二倍頻紋波，加入所提控制策略后，輸入電流交流成分明顯減小。對(duì)比圖9（a）和（b）可以看出，采用所提控制策略前后輸入電流中的直流成分基本保持一致，同時(shí)其二倍頻成分有效值由未控制前的1.753A降低到了0.03278A，說(shuō)明此時(shí)輸入側(cè)電流波動(dòng)得到了明顯的抑制。圖10所示的并網(wǎng)電流波形可以看出，采用所提控制策略后，并網(wǎng)電流沒(méi)有較大變化，即逆變器輸出功率并未產(chǎn)生變化。圖11表示采用所提紋波控制前后直通占空比的波形，可以看出，采用所提控制策略后，直通占空比由一個(gè)恒定值變成了一個(gè)含有二倍頻交流分量的變化值。圖12所示為電容電壓波形，采用所提控制策略后電容電壓中交流分量幅值將低于未采用控制策略時(shí)。這與前一節(jié)的分析相一致，電感、電容、逆變橋、直流電源的瞬時(shí)交流功率均為相量，應(yīng)滿足圖4和5的關(guān)系。因此采用自注入式APF控制策略后，可以一定程度上降低Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)電容的應(yīng)力。

由于紋波自注入式APF控制策略時(shí)利用前饋控制的思想，直接對(duì)造成Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)工作不穩(wěn)

4結(jié)論

本文將Quasi-Z源逆變器分為2個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)建模后分析了二倍頻能量傳遞機(jī)理，通過(guò)對(duì)Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)模型分析得知通過(guò)改變直通占空比可以生成二倍頻能量，以此為基礎(chǔ)利用Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的二倍頻能量與交流側(cè)的二倍頻能量相抵消，進(jìn)而提出自注入式APF控制策略，對(duì)并網(wǎng)電流進(jìn)行處理后得到逆變橋輸出電流的交流分量，并通過(guò)控制器處理后將其疊加至用于升壓控制的直通占空比上。通過(guò)仿真驗(yàn)證表明：所提控制策略可以將Quasi-Z源網(wǎng)絡(luò)輸入端紋波電流幅值降低81.4%，并具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。