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(1.蘭州交通大學 自動化與電氣工程學院,甘肅 蘭州 730070; 2.蘭州交通大學 甘肅省軌道交通電氣自動化工程實驗室，甘肅 蘭州 730070)

三相橋式逆變電路是電力電子變頻器中應用最廣泛、實用性最強的拓撲結(jié)構，經(jīng)常作為補償裝置應用于電能質(zhì)量問題中。在中高壓大功率場合，模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)由于其自身的優(yōu)勢被國內(nèi)外學者用于柔性直流輸電等研究中。對于逆變電路來說，調(diào)制策略直接決定其輸出特性，選擇合適的調(diào)制策略可以使逆變電路的輸出特性更理想。

三相橋式逆變電路的調(diào)制技術按照占空比的實現(xiàn)方式分為恒頻控制和變頻控制。恒頻控制通過調(diào)整一個開關周期內(nèi)功率器件導通時間(脈沖寬度)來調(diào)節(jié)輸出電壓，其開關周期保持不變，又叫脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation,PWM)技術；變頻控制通過改變開關頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，但保持開關管導通時間或者關斷時間不變(或者開關管導通時間和關斷時間均改變)，又稱為脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation,PFM)技術。由于PFM穩(wěn)定精度差、控制復雜，因此本文主要對恒頻控制中的幾種調(diào)制方法進行對比分析[1]。

恒頻控制中常見的調(diào)制方法有PWM控制、空間矢量PWM(Space Vector PWM,SVPWM)控制、基于載波的PWM控制(載波移相與載波層疊)，針對MMC等多電平結(jié)構，又提出最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation,NLM)。關于恒頻控制的不同調(diào)制方法，很多學者做了相關研究。文獻[2]基于PWM調(diào)制實現(xiàn)了三相電壓型可逆變流器的控制。文獻[3]針對SVPWM，橫向地比較了5種同步調(diào)制策略的諧波性能，并提出一套多模式SVPWM調(diào)制策略。文獻[4]從調(diào)制波等效和導通時間等效兩個方面研究了三電平NPC變流器SPWM和 SVPWM的關系。文獻[5]、文獻[6]將載波移相應用于MMC中，證明載波移相作為一種調(diào)制策略，能很好地實現(xiàn)MMC控制。文獻[7]、文獻[8]在多電平逆變器基礎上，針對輸出電壓諧波特性，對載波層疊的幾種方式進行了橫向?qū)Ρ确治觥Ｎ墨I[9]基于NLM對MMC進行了分析及仿真。但以上研究都是單獨基于某一種調(diào)制策略進行分析，并沒有針對同一對象對比分析各種調(diào)制策略。

本文以三相橋式逆變電路及三相橋式MMC為仿真對象，采用不同的調(diào)制技術分別對其進行控制，對比分析不同調(diào)制方法的輸出特性。

1 調(diào)制技術

1.1 PWM調(diào)制

PWM是對脈沖寬度進行調(diào)制的技術，通過對一系列脈沖寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需要的波形(包括形狀和幅值)。

PWM脈寬調(diào)制時，每個橋臂上兩個觸發(fā)脈沖通過載波(比如三角波)與調(diào)制波(正弦波)比較而獲得。按照載波極性不同，PWM調(diào)制分為單極性PWM和雙極型PWM，如圖1所示。

圖1 PWM脈寬調(diào)制

1.2 SVPWM調(diào)制

SVPWM是建立在交流電動機磁場理論基礎上的一種調(diào)制技術，以三相對稱正弦波電壓供電時交流電動機的理想磁通圓為基準，用逆變器不同的開關模式去逼近基準圓磁通，由它們比較的結(jié)果決定逆變器的開關，形成PWM波形。

對于基本三相橋式逆變電路，6個開關器件共有8種工作狀態(tài)，即空間矢量有23=8條，其中U0(000)、U7(111)為零矢量，其余6條將復平面均分成6個扇區(qū)Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ，如圖2所示。對于任一扇區(qū)中的電壓矢量，均可由某扇區(qū)兩邊的空間電壓矢量來合成[11]。

圖2 電壓空間矢量圖

多電平SVPWM是兩電平SVPWM的推廣，它是用變換器輸出相電壓的平均矢量去逼近某一理論參考相電壓矢量。當參考相電壓矢量在空間旋轉(zhuǎn)一周時，逆變器就輸出一個周期的波形?；妷悍岛皖l率分別取決于參考電壓矢量的長度和旋轉(zhuǎn)速度。

1.3 基于載波的PWM調(diào)制

基于載波的PWM調(diào)制有載波移相和載波層疊。

載波移相是將一個特定的調(diào)制波與自主選擇的載波比較。選定一載波(三角波、鋸齒波)，移相一定的角度分別與調(diào)制波比較，就會產(chǎn)生所需PWM脈沖，來各自控制相應的開關單元。如果將各個功率單元的輸出電壓疊加到一起，就會產(chǎn)生多電平脈沖波形。載波移相調(diào)制原理圖如圖3所示。

圖3 載波移相調(diào)制原理圖

載波層疊是將多個載波進行疊加后與調(diào)制波比較，得到所需PWM波形。常選用的載波是幾個幅值相同的三角波，而調(diào)制波多為正弦波。按照彼此疊加的三角載波相位關系不同，可將載波層疊劃分為：同相層疊式(Phase Disposition PWM,PD-SPWM)、正負反相層疊式(Phase Opposition Disposition PWM,POD-SPWM)和交替反相層疊式(Alternative Phase Opposition Disposition PWM,APOD-SPWM)3種。PD-SPWM的三角載波相位相同，依次層疊；POD-SPWM的正半軸內(nèi)各三角載波同相，負半軸內(nèi)各三角載波也同相，但正負半周的三角載波相位互差180°；APOD-SPWM中三角載波相位從上至下交替互差180°。載波層疊調(diào)制原理圖如圖4所示。

圖4 載波層疊調(diào)制原理圖

由文獻[7]中對載波層疊幾種調(diào)制方法的橫向比較得出，載波同相層疊PWM控制法對波形改善的效果較載波反相層疊PWM控制法好，特別是對線電壓波形的改善最佳。因此本文采用同相層疊法進行比較驗證。

1.4 最近電平逼近調(diào)制

最近電平逼近調(diào)制是利用誤差最小的階梯波來逼近正弦調(diào)制波[12]。通過各個時刻上下橋臂導通的子模塊數(shù)，控制相應子模塊開關導通，使其輸出多電平階梯波來逼近正弦調(diào)制波。

(1)

將式(1)對子模塊的電容電壓Udc/N取整可得橋臂投切的子模塊數(shù)為

(2)

式中，round為取整函數(shù)。

2 仿真分析與對比

2.1 仿真對象

基本三相橋式逆變電路拓撲如圖5所示。三相橋式MMC結(jié)構如圖6所示，每個橋臂由3個子模塊和一個電抗器L串聯(lián)構成，子模塊選擇半橋型，L用于抑制相間環(huán)流及補償橋臂電壓差[14]。

圖5 三相橋式逆變電路

圖6 三相橋式MMC拓撲結(jié)構及功率子模塊

2.2 三相橋式逆變電路的調(diào)制

如圖5，構建三相橋式逆變電路，在其輸出端和三相負載之間加一個變壓器調(diào)節(jié)波形。仿真系統(tǒng)具體參數(shù)如表1所示，設開關頻率為10 kHz。分別采用PWM、SVPWM、載波移相、載波層疊觸發(fā)，變壓器負載側(cè)仿真波形及FFT分析圖分別如圖7～圖14所示。由于NLM專為多電平變流器提出，用于三相橋式逆變電路時，效果不理想，此處不做仿真。

表1 仿真系統(tǒng)參數(shù)

圖7 PWM觸發(fā)的變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖8 PWM觸發(fā)的電壓諧波分析

圖9 SVPWM觸發(fā)的變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖10 SVPWM觸發(fā)的電壓諧波分析

圖11 載波移相觸發(fā)的變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖12 載波移相觸發(fā)的電壓諧波分析

圖13 載波層疊觸發(fā)的變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖14 載波層疊觸發(fā)的電壓諧波分析

2.3 三相橋式MMC的調(diào)制

在實現(xiàn)三相橋式MMC調(diào)制時，PWM調(diào)制需要很多脈沖信號對大量的開關管進行觸發(fā)，控制過程復雜繁瑣，不易采用。SVPWM技術由于含有較多的冗余矢量和開關狀態(tài)，其控制過程也會變得更加復雜，也不易實現(xiàn)MMC的控制。因此采用載波移相、載波層疊及NLM實現(xiàn)MMC的控制。

如圖6所示建立MMC模型，每個橋臂(上橋臂或下橋臂)設置3個子模塊，每個子模塊電容電壓為100 V,Ud1=Ud2=300 V。其輸出線電壓為7電平波形，經(jīng)過變壓器后調(diào)整為光滑的正弦波。分別采用載波移相、載波層疊及NLM實現(xiàn)三相橋式MMC調(diào)制，變壓器電源側(cè)和負載側(cè)仿真波形及FFT分析圖分別如圖15～圖23所示。

2.4 仿真結(jié)果對比分析

各種調(diào)制方法仿真結(jié)果的THD與直流電壓利用率對比如表2所示。

圖15 載波移相觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖16 載波移相觸發(fā)的MMC變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖17 載波移相觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

圖18 載波層疊觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖19 載波層疊觸發(fā)的MMC變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖20 載波層疊觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

圖21 NLM觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖22 NLM觸發(fā)的MMC變壓器負載側(cè)線電壓Uab波形

圖23 NLM觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

仿真對象調(diào)制方法THD直流電壓利用率三相橋式逆變電路PWM1.93%87% SVPWM2.86%100% 載波移相1.98%60% 載波層疊2.23%59% 三相橋式MMC載波移相27.46%87.7%載波層疊26.70%87.9%NLM24.92%92.6%

(1) THD。

針對三相橋式逆變電路，開關頻率相同時，除NLM外，各調(diào)制方法THD均能滿足國家電能質(zhì)量諧波標準。

仿真對象為三相橋式MMC時，載波移相、載波層疊以及NLM都能較好地實現(xiàn)三相橋式MMC的調(diào)制，輸出線電壓波形也比較理想，但THD值較大。

(2) 直流電壓利用率。

由表2可以看出，針對三相橋式逆變電路，當調(diào)制方式為載波移相和載波層疊時，直流電壓利用率較低，PWM次之，SVPWM最高，達100%，這是SVPWM調(diào)制的一個明顯優(yōu)勢。

仿真對象為三相橋式MMC時，載波移相與載波層疊直流電壓利用率為88%左右。NLM調(diào)制最高，約為92.6%。

(3) 功率損耗。

功率損耗分為導通損耗和開關損耗。對于三相橋式MMC而言，由于換流器的性質(zhì)要求橋臂電流持續(xù)流動，每個子模塊總是有一個IGBT閉合并承擔橋臂電流。事實上，在所有調(diào)制技術中，換流器在相同的條件下運行，每條支路嵌入的電容器數(shù)量相等。因此，所有的調(diào)制技術固有地強調(diào)了閉合開關的數(shù)量和性質(zhì)大致相同。所以不管采用哪種調(diào)制方法來調(diào)節(jié)橋臂電壓，MMC的平均導通損耗都相同[15]。

換相過程中的開關損耗與調(diào)制方法的載波頻率有很大關系。當載波頻率增加時，選擇導通的子模塊脈沖數(shù)會增多，MMC子模塊輪換更加頻繁，電力電子器件的開關頻率也因此增加。所以當載波頻率一定時，各調(diào)制方法的開關損耗不變。

3 結(jié)束語

本文在三相橋式逆變電路及三相橋式MMC兩種仿真對象下，采用不同調(diào)制技術分別對其控制，通過Matlab/Simulink仿真，對不同調(diào)制方法下輸出線電壓的直流電壓利用率、THD進行比較，并對調(diào)制過程中存在的功率損耗進行了總結(jié)。

仿真結(jié)果表明，PWM、SVPWM、載波移相及載波層疊均能實現(xiàn)三相橋式逆變電路的調(diào)制，但是在相同仿真條件下，不同的調(diào)制方法輸出線電壓參數(shù)(直流電壓利用率、THD)各有不同，其中SVPWM調(diào)制時直流電壓利用率最高。在多電平大功率系統(tǒng)中，由于開關器件多樣性及控制復雜性，PWM與SVPWM不易實現(xiàn)調(diào)制，本文分別采用載波移相、載波層疊及NLM實現(xiàn)了七電平MMC的調(diào)制，仿真結(jié)果顯示NLM調(diào)制時THD最低且直流電壓利用率最高。