王 鵬，楊 群，郭興眾*

(1.安徽工程大學(xué) 安徽省檢測技術(shù)與節(jié)能裝置重點實驗室，安徽 蕪湖 241000；2.蕪湖職業(yè)技術(shù)學(xué)院 機械工程學(xué)院，安徽 蕪湖 241003)

目前，電動汽車技術(shù)正在飛速發(fā)展，電動汽車市場也日益壯大。但現(xiàn)在的電動汽車的電機驅(qū)動器、電池充電器是兩個分離的裝置。電機驅(qū)動器在車輛行駛時工作，車輛充電時被閑置，而電池充電器在車輛行駛時被閑置，車輛充電時才工作。既浪費有限的車載空間，又提高了電動汽車成本。為了實現(xiàn)大功率條件下的快速充電，地面還需要配置大功率充電機，占用大量土地面積，成本投資巨大，嚴(yán)重制約了電動汽車的發(fā)展。因此，研制一種高效的電動汽車“驅(qū)動-充電”一體化裝置很是必要[1-2]。

基于此，對電動汽車“驅(qū)動-充電”一體化拓撲進行了研究。該拓撲具有正向驅(qū)動和反向充電兩種工作狀態(tài)，正向工作時驅(qū)動電機運轉(zhuǎn)，反向工作時給高壓電池組充電。下面就一體化拓撲及相應(yīng)控制策略進行分析。

1 電動汽車“驅(qū)動-充電”一體化拓撲結(jié)構(gòu)

“驅(qū)動-充電”一體化拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，該系統(tǒng)主要由電池組、雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器、PWM整流器以及永磁同步電機構(gòu)成。

電動汽車大多數(shù)情況下都以中低速運行而且啟停的次數(shù)比較頻繁。另外，永磁同步電機在加減速情況下效率相對更高，因此采用永磁同步電機作為電動汽車的驅(qū)動電機。

雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器是考慮到純電動汽車需要結(jié)構(gòu)裝置簡單并且功率傳輸效率高的要求所提出的一種拓撲結(jié)構(gòu)，如圖2所示。當(dāng)能量由高壓側(cè)流向低壓側(cè)時，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BUCK模式；能量由低壓側(cè)流向高壓側(cè)時，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BOOST模式。在BOOST模式下，負載側(cè)有直接和電源相連的支撐電容，電容C1電壓是經(jīng)過DC/DC后升高的電壓，C2電壓是電源電壓。經(jīng)過DC/DC轉(zhuǎn)換器變換以后高于電源的電壓僅被加載到C1上，在電壓變換時對于C1的要求就會大大降低。其次，電源電壓直接加載在C2上，因此有一半功率是通過電源直接傳到負載側(cè)。同理，在BUCK模式下，電源側(cè)的一個電容直接接在負載上，因此在運行過程中至少有一半的功率通過電容加載在負載上，這對于功率傳輸具有重要意義。不僅能夠降低電池組數(shù)量，減小車子的整體質(zhì)量，而且電動機在制動回饋時，又可以防止反向無法控制，避免逆變器出現(xiàn)浪涌電壓，提高電動汽車運行的穩(wěn)定性。由圖1可以看出，電路結(jié)構(gòu)采用三相三重拓撲結(jié)構(gòu)并通過并聯(lián)移相進行控制，由于每個單元諧波分量相互抵消，這使得由電源電流引起的電源諧波污染會大大減小?？紤]濾波時，只需接上簡單的LC濾波器就起到良好的濾波效果。而且，三相三重斬波電路還具有很好的相互備用的功能，在轉(zhuǎn)換器工作中某一單元出現(xiàn)故障，其余單元可以繼續(xù)運行，保持系統(tǒng)穩(wěn)定，這使得總體的可靠性得到提高[3-4]。

圖1 “驅(qū)動-充電”一體化拓撲結(jié)構(gòu)

圖2 半功率雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)

對于三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關(guān)器件。首先，該逆變橋即PWM整流器能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動即充電時實現(xiàn)整流功能，放電及驅(qū)動時實現(xiàn)逆變功能。通過半功率DC/DC與逆變橋的裝置的大閉環(huán)協(xié)調(diào)控制，使驅(qū)動最佳調(diào)制比動態(tài)適應(yīng)，實現(xiàn)優(yōu)化驅(qū)動系統(tǒng)工作效率的目的。當(dāng)驅(qū)動永磁同步電機時，電機如果需要自由滑行(駕駛員松油門)，通過直接關(guān)閉DC/DC變換裝置和逆變橋來實現(xiàn)，即完全的電機無電空轉(zhuǎn)。而傳統(tǒng)電動汽車永磁同步電機驅(qū)動控制，由于沒有DC/DC變換裝置，必須通過零轉(zhuǎn)矩弱磁控制來模仿，即逆變橋仍然要工作，存在較大的電氣損耗。在380 VAC充電模式下，通過380 VAC充電轉(zhuǎn)換開關(guān)電路，分?jǐn)嚯姍C驅(qū)動逆變橋與驅(qū)動電機的連接，將380 VAC電源接入，電機驅(qū)動逆變橋進入整流工作狀態(tài)，將380 VAC整流為對應(yīng)的直流，供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。

2 “驅(qū)動-充電”一體化拓撲的控制分析

2.1 雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器的數(shù)學(xué)模型和控制策略

選擇IGBT作為功率開關(guān)器件。由于三相三重結(jié)構(gòu)中每一項都具有相同的波形，現(xiàn)以單項為例，闡述如下：

(1)BOOST模式下。SD1為主開關(guān)管，SU1是同步開關(guān)管，SD1和SU1互補導(dǎo)通，在驅(qū)動兩個管子交替導(dǎo)通時設(shè)置死區(qū)時間，防止兩個管子同時導(dǎo)通造成短路。Uo和電感電壓同時加載在R上，因此電感和Uo同時對電容放電，電感電流線型減小，這個階段的公式如下：

(1)

(2)

當(dāng)SU1關(guān)斷，SD1導(dǎo)通時，此階段Vin電壓全部加載在電感上，電感儲能，電感電流線型增長，同時電容為Vout續(xù)流，電容C2電壓始終為Vin?？傻霉饺缡?3)、式(4)、式(5)所示：

(3)

(4)

|ΔiL-|=ΔiL+,

(5)

化簡可得：

(6)

因此可以通過調(diào)整占空比來改變輸出電壓的大小。

(2)BUCK模式下。SU1為主開關(guān)管工作，SD1為同步開關(guān)管工作。SU1和SD1互補導(dǎo)通，導(dǎo)通時設(shè)置死區(qū)時間，防止上下管子同時導(dǎo)通。當(dāng)SU1導(dǎo)通，SD1關(guān)斷時，這個階段電源電壓加載在電感L和電容兩側(cè)，電容C2的電壓就是負載端的電壓，由于輸入電壓大于輸出電壓所以電感電流成線型增長，電感能量增加，同時對負載側(cè)充電，這個階段的狀態(tài)方程式如式(7)、式(8)所示：

(7)

(8)

式中,T是周期；D是占空比。

當(dāng)SU1關(guān)斷，SD1導(dǎo)通時，這個階段電感上電壓為-Uin，電感對外放電，電流開始減小，開關(guān)管SD1的電壓接近于0，如式(9)、式(10)所示：

(9)

(10)

當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)時，電感釋放的能量與吸收的能量相等，因此可得式(11)：

|ΔiL-|=ΔiL+,

(11)

將式(8)、式(9)、式(10)、式(11)化簡得：

Vout=DVin,

(12)

該結(jié)構(gòu)使用移相控制，而且三相三重斬波電路還具有很好的相互備用的功能，在轉(zhuǎn)換器工作時某一單元出現(xiàn)故障，其余單元可以繼續(xù)運行，保持系統(tǒng)穩(wěn)定從而使得總體的可靠性得到提高。移相控制是每個橋臂上的開關(guān)管互補導(dǎo)通，導(dǎo)通角為180度。三相交替導(dǎo)通每一相導(dǎo)通120度。在需要IGBT開通或關(guān)斷時給它一個驅(qū)動信號，實現(xiàn)高轉(zhuǎn)化效率。當(dāng)能量由高壓側(cè)流向低壓側(cè)時，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BUCK模式；能量由低壓側(cè)流向高壓側(cè)時，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BOOST模式。這種三相三重結(jié)構(gòu)可以使輸出的電流平均值是單個轉(zhuǎn)換器輸出母線電流的3倍，電流脈動的頻率也是原來的3倍。由于3個基本單元輸出電流的脈動幅值會相互抵消，從而使總的輸出電流脈動減小[5-6]。與單向斬波電路相比，設(shè)輸出電流最大脈動頻率一定時，所需的平波電抗器的總重量大為減輕。

2.2 永磁同步電機矢量控制下的MTPA控制策略

考慮到電動汽車的驅(qū)動要求、駕駛?cè)藛T的舒適性以及文中拓撲結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，不能僅僅采用單一的控制策略?；诖耍罁?jù)永磁同步電機驅(qū)動系統(tǒng)的工作特性圖[7]，最大功效地發(fā)揮驅(qū)動電機的性能指標(biāo)，滿足車輛實際的運行需要，提出了一種基于最大轉(zhuǎn)矩/電流(MTPA)的弱磁控制策略。以下部分進行理論分析設(shè)計。

(13)

由數(shù)學(xué)極值原理得到條件極值解，滿足如下條件：

(14)

(15)

(2)基速以上的弱磁控制策略。當(dāng)永磁同步電機高速運行時，電機實際的端電壓已經(jīng)升至極限值，過調(diào)制會出現(xiàn)不相等的前后電壓，因此采用最小幅值誤差過調(diào)制策略來得到實際電壓與參考電壓最小差值的問題，其差值在d-q軸坐標(biāo)系表示如式(16)所示[7-8]：

(16)

電壓差值代價函數(shù)：

(17)

(18)

式(18)等式兩邊積分：

(19)

(20)

式中,ωc是低通濾波器截止頻率。

下面是定子電流矢量在d-q軸平面弱磁運行過程中與旋轉(zhuǎn)Δθ角度的關(guān)系式：

(21)

結(jié)合式(19)、式(20)和式(21)可得：

(22)

電流補償角在一個周期內(nèi)很小，可用補償角替代正弦量，如式(23)所示：

(23)

圖3 基于MTPA的弱磁控制策略框圖

3 系統(tǒng)仿真

根據(jù)“驅(qū)動-充電”一體化拓撲結(jié)構(gòu)原理搭建矢量控制Simulink仿真圖。其中，永磁同步電機的各參數(shù)如下：電機相電感=0.665 mH；相電阻=0.03 Ω；極對數(shù)P=4；轉(zhuǎn)動慣量J=0.11；轉(zhuǎn)子磁鏈為0.08 Wb；摩擦系數(shù)為0.000 84。電機的額定電壓為320 V，額定電流為160 A，額定功率為50 kW。

現(xiàn)給出永磁同步電機在一體化拓撲控制器情形下，轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子弧度、轉(zhuǎn)矩以及電機三相電流波形，分別如圖4、圖5、圖6和圖7所示。當(dāng)永磁電機開始啟動時，轉(zhuǎn)速在基速以下,此時負載轉(zhuǎn)矩為最大值100 Nm，電機進入最大轉(zhuǎn)矩/電流(MTPA)的控制策略，輸出大轉(zhuǎn)矩。由圖7可知，此時的電流有效值為153 A，也已升至為額定電流。在0～0.4 s時間段內(nèi)不斷增速，基于恒功率的弱磁控制策略，電機轉(zhuǎn)速升高至850 rad/s，此時對應(yīng)電機的轉(zhuǎn)矩已降為40 Nm，電流保持最大值不變。在0.4～1 s時間段內(nèi)，當(dāng)永磁電機勻速驅(qū)動時，電機轉(zhuǎn)速保持850 rad/s不變，由于沒有大輸出轉(zhuǎn)矩要求，電機轉(zhuǎn)矩降為最小值10 Nm，并且保持不變。此時進入最大功率輸出區(qū)域，仍采用弱磁的控制策略，其電流保持不變。在電機1 s給出加速信號，轉(zhuǎn)矩出現(xiàn)一個突變過程，而后隨著速度的增加而減少，在弱磁控制策略下，三相電流仍為額定輸出。1.7 s后，轉(zhuǎn)矩恒定輸出，轉(zhuǎn)速平穩(wěn)。電機的轉(zhuǎn)子弧度一直近似線性增加如圖5所示。

圖4 電機轉(zhuǎn)速波形 圖5 電機轉(zhuǎn)子弧度

圖6 電機轉(zhuǎn)矩波形 圖7 電機三相電流波形

此一體化拓撲結(jié)構(gòu)通過共享IGBT也可以實現(xiàn)對電池的反向充電。通過380 VAC充電轉(zhuǎn)換開關(guān)電路，分?jǐn)嚯姍C驅(qū)動逆變橋與驅(qū)動電機的連接，將380 VAC電源接入，電機驅(qū)動逆變橋進入整流工作狀態(tài)，將380 VAC整流為對應(yīng)的直流供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。三相PWM整流器整流之后母線電壓波形如圖8所示。母線電壓經(jīng)過大約0.01 s就達到所需電壓300 V并且保持穩(wěn)定。經(jīng)過雙向半功率DC/DC降壓后，對電池組進行大功率充電。電池充電時的充電電流與充電電壓波形分別如圖9、圖10所示。三相電壓380 V供電時，充電電流很快穩(wěn)定在120 A并且充電電壓在260 V。電池的充電功率達到30 kW，滿足大功率充電模式下大電流快速充電的要求，而且快速性與穩(wěn)定性也得以保證。

圖8 母線電壓波形

圖9 充電電流波形 圖10 充電電壓波形

4 結(jié)論

針對提出的一體化拓撲結(jié)構(gòu)，正向工作時驅(qū)動電機運轉(zhuǎn)，反向工作時給高壓電池組充電，共享IGBT管，無需增加額外的拓撲電路及功率器件，具有成本優(yōu)勢和尺寸優(yōu)勢；提出一種基于MTPA的永磁同步電機弱磁控制策略，給出永磁同步電機在一體化控制器情形下，轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)子弧度以及電機三相電流波形，仿真結(jié)果滿足電機的驅(qū)動性能要求；在大功率充電模式下，電池的充電功率可以達到30 kW，充電電流與充電電壓的快速性與穩(wěn)定性也得以保證。通過仿真驗證了一體化拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略的可行性與有效性，取消地面大功率充電機的配置，大幅度減少電氣設(shè)備成本，使得電動汽車在偏遠地區(qū)也可以廣泛應(yīng)用，具有一定的使用價值與應(yīng)用前景。