汪乾韜，王果，武瓊，姜興宇

一種具有故障處理能力的電容箝位子模塊拓撲分析

汪乾韜1, 2，王果1, 2，武瓊1, 2，姜興宇1, 2

(1. 蘭州交通大學 自動化與電氣工程學院，甘肅 蘭州 730070；2. 甘肅省軌道交通電氣自動化工程實驗室，甘肅 蘭州 730070)

通過介紹T型子模塊、電容箝位子模塊和二極管箝位子模塊拓撲，提出一種基于T型子模塊的改進電容箝位子模塊拓撲。分析系統(tǒng)在故障時子模塊各器件的電參數(shù)變化，從理論上確定其器件耐壓特性和故障阻斷能力。在MATLAB/Simulink平臺上建立基于MMC的整流電路進行仿真，并與二極管箝位子模塊和T型子模塊進行了比較。研究結果表明：該子模塊具有較強的故障處理能力。

模塊化多電平；子模塊；電容箝位；閉鎖阻斷

IGBT功率器件在不斷向小型集成化發(fā)展的同時，其耐壓等級也在不斷提升，因此使用IGBT的變流器在驅動難度和器件損耗降低的同時也具有了更高的功率因數(shù)和功率密度。目前，MMC在高壓直流輸電領域的應用已比較成熟，相比于傳統(tǒng)變流器，其具有開關頻率低、運行效率高、損耗小、波形質量好、可拓展性強等優(yōu)點，在電力傳動、高壓直流功率變換、電能質量治理、光伏發(fā)電、分布式儲能單元并網等方面具有良好的應用前景[1?2]。對子模塊拓撲的研究對提高MMC電路的經濟性和可靠性具有重要意義。MMC電路拓撲的分析通常從MMC子模塊拓撲和MMC系統(tǒng)級拓撲2方面來展開。其中子模塊拓撲結構在很大程度上決定了MMC的運行與輸出特性。典型MMC拓撲結構通常采用半橋子模塊(HBSM)拓撲，其結構簡單，但在面臨直流側短路故障時，由于子模塊電容放電以及交流系統(tǒng)的饋能效應，故障電流會迅速增大，危害系統(tǒng)內的變電設備，通常要增加保護設置來實現(xiàn)故障隔離能力[3?4]。若在交流側利用交流斷路器來清除故障電流，會帶來較長時間供電中斷(約10 s)，且在切斷過程中可能導致續(xù)流二極管的損壞[5]。若在直流側采用直流斷路器，則有著直流斷路器價格昂貴、可靠性待檢驗等問題，其復雜的重啟過程也不利于瞬時性故障的排除[6]。因此研究利用子模塊自身的拓撲結構來實現(xiàn)直流故障排除具有一定的實用價值。針對增強子模塊故障穿越能力這一問題，各學者提出了不少改進拓撲。全橋子模塊(FBSM)具有故障電流的雙向阻斷能力，但其器件數(shù)目為HBSM的2倍。通過半橋和全橋直接串聯(lián)形成的串聯(lián)子模塊能實現(xiàn)多電平輸出和一定的故障穿越，2種器件不同的連接方式可以組合成多種不同的拓撲，這些拓撲各有特點，例如混合型串聯(lián)子模塊(HSSM)結構上不存在耦合性，控制相對簡單[7?10]。Marquardt[11]提出箝位型雙子模塊(CDSM)后，利用二極管進行箝位的子模塊不斷地被提出，如交叉連接雙子模塊拓撲(CCDSM)以及二極管箝位型雙子模塊拓撲(DCDSM)等[12?13]。基于二極管箝位的方式，向往等[14]提出利用二極管替代IGBT器件來改善FBSM的自阻型子模塊(SBSM)。陽莉汶等[15]提出的電容箝位子模塊(CESM)不僅在功率器件數(shù)目上較FBSM有所減少，并且在發(fā)生直流故障時能有效對故障電流迅速阻斷。LI等[16]所提出的二極管箝位型子模塊(DCSM)不僅控制較簡單，同時在結構上也有一定優(yōu)勢。本文針對MMC子模塊拓撲中電容箝位的存在形式進行了簡要敘述，在說明T型半橋子模塊(TMSM)和DCSM拓撲的同時，結合CESM拓撲的閉鎖形式，提出基于T型模塊的改進型雙電容箝位子模塊拓撲(IDCSM)，使其具有一定的故障清除能力。分析改進后的新型子模塊在工作時各器件的電氣狀態(tài)、控制思路以及系統(tǒng)的閉鎖阻斷過程，并在MATLAB/Simulink平臺上進行仿真，以驗證其運行穩(wěn)定性和系統(tǒng)直流側故障的清除能力。

1 電容箝位型子模塊拓撲

在比半橋子模塊更為復雜的子模塊拓撲中，子模塊的電容箝位有2種存在形式：一是在子模塊某一輸出、輸入端與拓撲內部的下一節(jié)點之間存在著單獨的電容支路；二是在子模塊內部支路上存在著串聯(lián)的電容和對應起控制作用的IGBT。2種電容箝位模式在T型半橋子模塊中皆有所表現(xiàn)。

圖1所示為半橋子模塊和文獻[17]中提及的T型半橋子模塊。由于T型子模塊的結構特點，其控制相對簡單，但故障處理能力弱。為區(qū)分其與文獻[18]中所提出的T型全橋子模塊，故在本文中稱之為T型半橋子模塊。

(a) 半橋子模塊；(b) T型半橋子模塊

(a) 二極管箝位子模塊；(b) 電容箝位子模塊

圖2所示為二極管箝位子模塊(DCSM)和電容箝位子模塊(CESM)拓撲。DCSM在保證子模塊擁有2U輸出狀態(tài)的同時簡化了控制，但存在反向故障電流阻斷能力相比正向阻斷能力較弱的問題。而圖2(b)所示的CESM特點是利用二極管的單相導通性，阻斷故障電流的續(xù)流通路。鑒于CESM優(yōu)秀的故障電流阻斷能力和故障自清除能力，本文結合T型半橋子模塊提出了改進型拓撲IDCSM。

2 新型電容箝位子模塊結構及運行原理

IDCSM的拓撲結構如圖3所示，其既可以看作是在CESM基礎上利用TMSM中的IGBT3，IGBT4和C2支路與相應3個節(jié)點進行的擴展，也可以看作TMSM在輸入、輸出端反向基礎上，調整 IGBT1的方向的同時，將IGBT2支路替換為CESM中IGBT1和IGBT3支路所形成的新子模塊。其結構包括5個具有反并聯(lián)二極管結構的IGBT和2個電容C1與C2。IDCSM的IGBT的通斷狀態(tài)與子模塊的運行模式的選取如表1所示。

圖3 IDCSM子模塊拓撲圖

從表1和圖4可以看出，IDC子模塊拓撲中T2與T3，T4與T5的控制信號是完全一致的，實際控制IGBT的不同開關信號只需要3個。但考慮到許多商用IGBT不具備反向阻斷能力，需要配合反并聯(lián)二極管一起使用，因此在IDCSM中采用兩組帶反并聯(lián)二極管的IGBT串聯(lián)的方式共同控制單一支路。相較于DCSM，IDCSM的運行更為穩(wěn)定，不會出現(xiàn)正、反向參與運行電容數(shù)量不一致的情況。在此拓撲中，T1和D1所組成的IGBT1利用二極管的單向導通特性，使故障閉鎖時子模塊只存在單相的通路，同時利用電容與線電壓差來阻斷回路。

當IDCSM正常運行時，可輸出0，c和2c3種電平。在最大功率輸出狀態(tài)即投入2狀態(tài)中，直接參與回路的IGBT器件只有一個，在相應的損耗降低的同時，對器件IGBT1的可靠性也有了更高的要求。而在子模塊輸出c即投入1狀態(tài)時，其損耗當與FBSM相同。該子模塊正常運行時，在僅輸出c的情況下，可將IGBT2，IGBT3與IGBT4，IGBT5分別看作2個整體，IGBT1不參與動作，這樣其調制策略可直接移植半橋子模塊；當需要輸出2c時，將IGBT1與IGBT4和IGBT5分別看作2個整體，而IGBT2和IGBT3則始終常閉，子模塊依然可以使用半橋子模塊的調制策略。

表1 IDCSM子模塊運行狀態(tài)

(a) 投入1路徑；(b) 投入2路徑；(c) 切除路徑；(d) 閉鎖路徑

3 子模塊運行分析

3.1 故障阻斷分析

圖5所示為常規(guī)的MMC系統(tǒng)結構。直流側故障通常分為單極接地故障、斷線故障和雙極短路故障3種，其中以雙極短路故障最為嚴重。針對IDCSM的分析將以雙極短路故障為例。

首先對其閉鎖原理進行分析。設圖5所示的MMC系統(tǒng)為三相系統(tǒng)，每相分為上、下2橋臂，每相總共投入個子模塊。其中s為交流側輸入電流，p和n分別為上、下橋臂直流側輸出的電流，dc為直流側電壓。而限流電感s和扼流電感0可等效為橋臂電感。

圖5 常規(guī)的MMC系統(tǒng)結構

設系統(tǒng)工作在整流狀態(tài)，單個子模塊的2個電容共同投入并穩(wěn)定運行時有：

其中：c為子模塊電容電壓；而dc在正常運行時值基本穩(wěn)定；m為峰值電壓；L為交流側線電壓，其瞬時值l=Lsin()；為調制比(0<≤1)。

考慮到電容電壓與交流線電壓之間存在差值，因此需要靠子模塊中的二極管來阻斷故障電流。而故障發(fā)生到故障處理通常的時間通常在微秒級別，可忽略電容器放電造成的電容電壓損失及故障點殘壓。因此在系統(tǒng)故障子模塊閉鎖時，由于IGBT全部關斷，內部電流通路由C1， C2和D1串聯(lián)構成。圖6所示為以A和C相為例的系統(tǒng)潛在的故障回路，其中f為直流側短路等效阻抗。

在線電壓L處于峰值時，全部二極管承受的來自交流側的正向電壓diodes為：

進一步分析，當橋臂電流p=n<0時，根據KVL定律可以得到：

式中：l，D1，c1和c2皆為瞬時值。

由于dc是由個c1+c2共同構成，于是具體到每一個二極管，有：

由于l<0.866dc，因此D1<0。類似地，可得當橋臂電流p=n>0時仍有D1<0。

圖6 MMC系統(tǒng)潛在的故障回路等效簡化圖

而由于調制比小于等于1，無論閉鎖瞬間電流方向如何，閉鎖故障電流回路中子模塊電容上的電壓總和大于交流線電壓最大值，在閉鎖瞬間系統(tǒng)無法形成回路，因此可以阻斷交流側向故障點饋能，有助于MMC系統(tǒng)直流側能量快速鎖定與釋放。

3.2 器件耐壓分析

在系統(tǒng)的所有IGBT閉鎖之后，通常情況下，子模塊的故障電容將停止放電，回路中的殘余電流會通過橋臂上的電抗器進行續(xù)流。圖7是系統(tǒng)閉鎖簡化等效電路，其中所有參數(shù)均為圖6所示系統(tǒng)各器件在閉鎖后等效到單一子模塊中的參數(shù)。

圖7 系統(tǒng)閉鎖簡化等效圖

閉鎖后交流線電壓和子模塊電容電壓由回路中串聯(lián)的各二極管承擔。假設二極管D1與電容連接處為零電位，在上、下橋臂總的子模塊數(shù)目為6的情況下閉鎖后單個子模塊內部IGBT1上存在的反向電壓應滿足如下關系：

式中：ac為交流側線電壓，整理得：

由于D2和D3支路所承受的比D1少一個電容電壓，因此有：

通過以上結果可知，參與運行的子模塊越多，單個IGBT器件所受電壓越低。而在實際工作中，IGBT集電極?發(fā)射極電壓額定值一般為正常工作電壓的2倍，而電壓峰值的持續(xù)時間也非常短暫，因此只需要對IGBT1進行針對性的選擇。

特別說明，對于如圖8所示的混合式MMC系統(tǒng)來說，閉鎖時利用二極管的單方向的阻斷特性可以使IDCSM具有斷路器的功能，對此可另行分析。

圖8 混合式MMC系統(tǒng)結構圖及其子模塊閉鎖回路狀態(tài)

4 仿真與分析

4.1 對比分析

為研究由IDCSM組成的MMC系統(tǒng)故障閉鎖之后的動態(tài)過程，根據文獻[19]所介紹的PWM整流思路，在MATLAB/Simulink仿真平臺中建立單相6個子模塊級聯(lián)的MMC系統(tǒng)，系統(tǒng)具有完整的均壓、穩(wěn)壓與環(huán)流抑制環(huán)節(jié)。主要參數(shù)如下：額定交流電壓為220 V，額定直流側電壓為600 V，上、下橋臂各3個子模塊，橋臂電感4 mH，電容值10 000 μF，額定電容電壓100 V，初始電容電壓75 V，負載側電阻為10 Ω。

設系統(tǒng)運行時間為1.5 s，系統(tǒng)正常運行時，電壓在0.2 s左右基本達到穩(wěn)定。設系統(tǒng)在1 s時發(fā)生雙極短路故障，在1.001 s時閉鎖所有的IGBT。圖9為幾種MMC系統(tǒng)直流側電壓波形，其中圖9(a)為T型半橋子模塊組成的系統(tǒng)運行和閉鎖波形，圖9(b)為二極管箝位子模塊組成的系統(tǒng)閉鎖波形，圖9(c)為IDCMMC系統(tǒng)的閉鎖波形圖，而CE子模塊系統(tǒng)由于在閉鎖時電路路徑與IDC系統(tǒng)基本一致，僅在正常運行時有所不同，因此不必分析其閉鎖波形。從圖9可以看出，T型半橋子模塊在閉鎖后電壓由600 V降低到約400 V，證明其基本沒有閉鎖阻斷功能；而二極管箝位子模塊由于閉鎖時正、反路線投入的電容數(shù)量不一致，導致其閉鎖效果稍弱，仿真結果基本與文獻[16]分析的一致；而對于IDC子模塊，由于反向路徑被二極管阻斷，其閉鎖時間大大縮短。

(a) T型半橋子模塊MMC系統(tǒng)運行及閉鎖；(b) 二極管箝位子模塊MMC系統(tǒng)運行及閉鎖；(c) IDC子模塊MMC系統(tǒng)運行及閉鎖

圖10為IDCMMC系統(tǒng)故障時子模塊內部的各IGBT兩端的電壓波形圖，閉鎖后分別有IGBT1在200 V左右，IGBT2, 3在100 V和IGBT4, 5在0 V左右做正弦電壓，在閉鎖后2個周期內波形穩(wěn)定，且滿足式(9)所示的關系。

圖11為系統(tǒng)閉鎖時的其他器件的閉鎖效果圖。其中圖11(a)為系統(tǒng)閉鎖前后直流側的電流波形圖，其效果與CEMMC的閉鎖電流效果類似，電流歸0時間小于1 ms。由于采用了雙電容的緣故，反向電流尖峰處僅僅是正向正常運行電流的20%左右。圖11(b)為系統(tǒng)閉鎖前后交流側的三相電流波形圖，可見IDCMMC系統(tǒng)閉鎖時對交流電流阻斷效果良好。圖11(c)為單個橋臂中，系統(tǒng)處于2c工作狀態(tài)時，所有子模塊整體的電容電壓的變化波形，故障后經過短暫放電，其電壓基本保持鎖定狀態(tài)。

(a) IGBT1兩端電壓；(b) IGBT2, 3兩端電壓；(c) IGBT4, 5兩端電壓

(a) IDCMMC閉鎖電流波形；(b) 交流側三相電流；(c) 子模塊電容電壓波形

4.2 觸發(fā)不一致導致的過電壓、過電流分析

由于本文所提出拓撲無故障電流反向流通路徑，電流被強行阻斷，可能會帶來直接阻斷型拓撲普遍存在的對觸發(fā)一致性要求高的情況，因此針對其子模塊觸發(fā)不一致導致的過電壓進行分析。

假設1 s時IDCMMC系統(tǒng)發(fā)生雙極短路故障，1.001 s時，A，B和C三相橋臂第一個子模塊閉鎖，而在1.003 s時閉鎖其他子模塊，那么在1.001~1.003 s之間，第1個子模塊和第2個子模塊中IGBT1的電壓波形如圖12所示。

圖12 觸發(fā)不一致時兩子模塊IGBT1兩端電壓波形

由圖12可知，在 1.001~1.003 s 期間，IGBT1電壓值從 300 V一直上升到700 V，直到其他子模塊也閉鎖后才迅速降低至0，發(fā)生了過電壓。而其故障發(fā)生時電流的狀態(tài)如圖13所示。

圖13 先觸發(fā)的子模塊中IGBT1處電流波形

可見雖然觸發(fā)不一致，但該子模塊閉鎖后電流幾乎在瞬間就變?yōu)榱?，此時先投入的子模塊還并未產生過電壓。直到1.003 s時全部子模塊投入后，該子模塊出現(xiàn)了一個正向電流，此時IGBT1電壓已歸0，隨后該電流歸0。因此觸發(fā)不一致的故障閉鎖不會使二極管出現(xiàn)熱擊穿。但同時應該注意到，閉鎖后IGBT1兩端電壓短時間內在不斷上升，因此該子模塊對系統(tǒng)閉鎖觸發(fā)一致的要求較高。

4.3 阻斷效果分析

根據文獻[20]提出的直流故障電流清除能力指標(DFRTI)的定義，有：

式中：F為故障發(fā)生時刻；T為設定的交流側斷路器斷開的時刻；()為故障發(fā)生后不閉鎖時的電流曲線；而()為故障發(fā)生后系統(tǒng)閉鎖的電流曲線。假設系統(tǒng)故障后系統(tǒng)立即閉鎖，那么實際上DFRTI值就是故障時刻到假設的斷路器斷開時刻之間，系統(tǒng)不閉鎖時直流側電流曲線與0軸的面積與系統(tǒng)閉鎖時直流側電流曲線與0軸間面積的比值。因此其值越大，故障阻斷能力就越強。由于一般的斷路器的動作時間為0.06~0.15 s，最快的可達0.01~0.04 s，可假設F為0時刻而T為0.05 s時刻。那么根據已得出的仿真波形在MATLAB中計算可知DFRTIIDC>DFRTIDC>>DFRTIT，表明IDC子模塊具有較強的故障阻斷能力。

5 結論

1) 子模塊利用二極管單相導通性以及電容的儲能效應，解決了T型子模塊不能實現(xiàn)直流故障電流阻斷的問題。

2) 利用子模塊的MMC系統(tǒng)在故障閉鎖時能快速消除直流側的電壓振蕩，阻斷效果優(yōu)于二極管箝位子模塊。且相比于CESM，該子模塊在具有相同阻斷效果的同時具有2倍的輸出能力。

3) 子模塊在觸發(fā)不一致時對過電壓、過電流有一定的耐性，表明其具有一定適用性。

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Analysis of a novel capacitance-clamped MMC with dc fault current limiting capability

WANG Qiantao1, 2, WANG Guo1, 2, WU Qiong1, 2, JIANG Xingyu1, 2

(1. School of Automation and Electrical Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China; 2. Rail Transit Electrical Automation Engineering Laboratory of Gansu Province, Lanzhou 730070, China)

Therefore, an improved T-submodule was proposed on the basis of related types of MMC sub-module topology which have the ability of clearing DC fault current in this paper. By analyzing the change of various parameters of the sub-modules during the period of system malfunctioning, the device’s withstand voltage characteristics and fault blocking capability were theoretically analyzed. To verify the blocking function of new sub-module and compare with DCSM and TMSM, an MMC-based rectifier circuit which consist of new submodule was built on the platform of MATLAB/Simulink for simulation, which shows that the new submodule has well performance.

modular multi-level converter; submodule; capacitance-clamped; blocking

TM46

A

1672 ? 7029(2019)06? 1560 ? 09

10.19713/j.cnki.43?1423/u.2019.06.028

2018?09?07

國家自然科學基金資助項目(51367013，51867012)；甘肅省科技計劃資助項目(17JR5RA083)；蘭州交通大學優(yōu)秀科研團隊資助項目(201701)

王果(1977?)，女，河南南陽人，教授，博士，從事牽引供電系統(tǒng)及電能質量補償研究；E?mail：wangguo2005@eyou.com

(編輯 蔣學東)