寧高利,金 晶,鄧永福,李曉斐,夏國江,孫雪峰

(北京宇航系統(tǒng)工程研究所，北京 100076)

0 引言

在運(yùn)載火箭的研制階段，遙測系統(tǒng)用于獲取飛行試驗(yàn)中箭上各系統(tǒng)的工作狀態(tài)和環(huán)境數(shù)據(jù)，為確定運(yùn)載火箭性能或進(jìn)行故障分析提供依據(jù)[1]。在發(fā)射場進(jìn)行全箭測試時(shí)，往往存在地面遙測接收天線對(duì)箭上遙測信號(hào)的輻射方向要求與實(shí)際飛行中地面測控站對(duì)箭上遙測信號(hào)的輻射范圍要求不一致的情況。因此，遙測系統(tǒng)箭上安裝主、副兩個(gè)天線，對(duì)發(fā)射機(jī)輸出的遙測信號(hào)進(jìn)行分路，使大部分信號(hào)傳輸?shù)綕M足飛行跟蹤測控需要的主天線上去，將剩下的一小部分信號(hào)分路到測試用的副天線上，以此來解決測試和飛行跟蹤測控對(duì)遙測信號(hào)輻射方向要求不一致的問題。

遙測信號(hào)的分路，實(shí)際上是一個(gè)射頻信號(hào)的不等分功率分配問題。對(duì)于該功能的實(shí)現(xiàn)，目前主要有功分器和定向耦合器兩種方案。本文分別采用這兩種方案實(shí)現(xiàn)了S頻段射頻信號(hào)10∶1的不等分功率分配，對(duì)二者的性能指標(biāo)進(jìn)行了詳細(xì)的仿真分析，并在此基礎(chǔ)上比較了兩種方案的優(yōu)缺點(diǎn)，為實(shí)際工程應(yīng)用提供參考。

1 不等分功分實(shí)現(xiàn)原理

1.1 定向耦合器

定向耦合器是微波系統(tǒng)中具有方向性的功率耦合器件，它能對(duì)微波功率信號(hào)按特定比例進(jìn)行分配，并且兩輸出信號(hào)間具有一定的相位關(guān)系(通常相位相差90°或180°)。定向耦合器技術(shù)成熟，廣泛應(yīng)用于功率監(jiān)測、測量反射系數(shù)、功率分配等。常用的定向耦合器有平行線耦合器、分支線耦合器、波導(dǎo)孔耦合器、環(huán)形橋耦合器等[2-5]。

定向耦合器是一種四端口網(wǎng)絡(luò)，如圖1所示，包括輸入端1、直通端2、耦合端3和隔離端4。微波信號(hào)從輸入端口1輸入，從直通端口2輸出，同時(shí)通過某種耦合方式以特定的耦合強(qiáng)度將部分信號(hào)耦合到3端口輸出，在理想情況下，隔離端口4無功率輸出[6-7]。

圖1 定向耦合器示意圖Fig.1 Directional coupler

對(duì)于定向耦合器，最重要的指標(biāo)就是耦合度，它表征了耦合的強(qiáng)弱，定義為耦合器的各端口都接匹配負(fù)載時(shí)，輸入端的輸入功率P1與耦合端的輸出功率P3的比值[8]，通常用分貝表示，耦合度越大表明耦合越弱，具體表示為

(1)

它與S參數(shù)的關(guān)系為

(2)

平行耦合線定向耦合器是TEM波(橫電磁波)傳輸線耦合器的一種主要形式，它由兩根1/4波長的平行傳輸線節(jié)耦合構(gòu)成，其S參數(shù)矩陣為[9]

(3)

式(3)中，k為耦合系數(shù)，它與耦合度C之間的關(guān)系為

(4)

由S參數(shù)矩陣可以看出，理想平行線定向耦合器是無耗、互易、對(duì)稱、完全匹配的，且其耦合端的信號(hào)相位比直通端超前90°。

1.2 Wilkinson功分器

Wilkinson功分器是一種三端口功率分配網(wǎng)絡(luò)，因其具有全匹配和高隔離度的優(yōu)點(diǎn)而被廣泛使用[10-13]，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 Wilkinson功分器示意圖Fig.2 Wilkinson power divider

端口1為信號(hào)輸入端，分別經(jīng)特性阻抗為Z02與Z04、Z03與Z05，電長度均為90°的兩路傳輸線將信號(hào)從端口2、3輸出，各端口特性阻抗均為Z0。在2’、3’兩點(diǎn)之間跨接一純電阻R有耗網(wǎng)絡(luò)。

一般地，若端口3和端口2的輸出功率比為K2，則有[14]

(5)

在各輸出端口均接匹配負(fù)載時(shí)，微波信號(hào)從端口1輸入，端口2和3按照特定的比例分配輸出相應(yīng)功率，并保持電壓等幅同相，此時(shí)，電阻R上無電流，不消耗功率。若端口2或3有失配，則反射功率通過分支叉口和電阻，兩路到達(dá)另一端口的電壓等幅反相而抵消，從而保證兩個(gè)端口之間的隔離。由此可見，正是由于該隔離電阻R的存在，才使得3個(gè)端口同時(shí)匹配，2、3端口之間彼此隔離。

對(duì)于大功分比的情況(如本例中的10∶1)，由公式(5)可知，Z02即為值很大的高阻抗線(后面可看出阻抗值為近300Ω)，而該阻抗值往往超出了目前微帶線的加工工藝水平，因而無法直接使用該結(jié)構(gòu)。此處，通過在Wilkinson功分器的兩個(gè)支路加載調(diào)諧枝節(jié)進(jìn)行匹配(即改進(jìn)型Wilkinson功分器)，從而降低了高阻抗線的阻抗值，同時(shí)帶寬也完全滿足使用需求。

2 10∶1不等分功分的實(shí)現(xiàn)與仿真分析

在此，分別采用平行線定向耦合器和改進(jìn)型Wilkinson功分器兩種方案，來實(shí)現(xiàn)S頻段(此處取中心頻率f0=2250MHz)射頻信號(hào)功分比為10∶1的功率分配，并對(duì)各自的性能指標(biāo)進(jìn)行詳細(xì)的仿真分析和比較。

2.1 平行線定向耦合器功分

由于這里是將定向耦合器作功分用，因此在實(shí)際使用中需要將隔離端口接上匹配負(fù)載，與此同時(shí)，定向耦合器也就退化成三端口網(wǎng)絡(luò)。

在仿真軟件中，對(duì)平行線定向耦合器進(jìn)行建模、仿真，其性能參數(shù)分別如圖3～圖6所示。

圖3 各端口回波損耗Fig.3 Return loss of port

圖4 各端口傳輸損耗Fig.4 Insertion loss of port

圖5 輸出端口之間的隔離Fig.5 Isolation between output ports

圖6 輸出端口之間的相差Fig.6 Phase difference between output ports

由圖3可以看出，平行線定向耦合器3個(gè)端口的回波損耗曲線重合，且在中心頻率處匹配很好，回波損耗可達(dá)32dB，在2200MHz～2300MHz內(nèi)回波損耗也在31dB～32dB之間。由圖4可以看出，在中心頻率處直通端2端口的插損為0.44dB，耦合端3端口的插損為10.47dB，二者功率差值為10dB，即對(duì)輸入信號(hào)實(shí)現(xiàn)了10∶1的功率分配。由圖5可以看出，2端口和3端口之間的隔離僅為22dB，這是定向耦合器自身的固有特性。由圖6可以看出，兩個(gè)輸出端口的輸出信號(hào)在中心頻率處有90°的相位差，這也與前面對(duì)其S參數(shù)的分析是一致的。在對(duì)兩路信號(hào)有同相要求的場合，還需對(duì)其中一路再進(jìn)行90°相移操作。

另外，進(jìn)一步考察平行線定向耦合器的性能與隔離端失配之間的關(guān)系，如圖7和圖8所示。

圖7 隔離端失配對(duì)耦合端匹配的影響Fig.7 Influence of VSWR of isolation port on return loss of coupling ports

圖8 隔離端失配對(duì)輸出端隔離的影響Fig.8 Influence of VSWR of isolation port on isolation between output ports

由圖7可以看出，隨著隔離端的駐波比VSWR的增大，耦合端口2的匹配性能迅速惡化，在負(fù)載開路時(shí)，回波損耗甚至達(dá)到1.3dB。由圖8可以看出，兩個(gè)輸出端口之間的隔離性能也隨著隔離端的失配而迅速變差。

2.2 Wilkinson功分器功分

由于功分比為10∶1，即K2=10，根據(jù)公式(5)求得Z02=294.9Ω，Z03=29.5Ω，Z04=88.9Ω，Z05=28.1Ω，R=173.9Ω。

由于目前加工工藝的限制，微帶線的特性阻抗最高只能做到120Ω～130Ω[15]，而第2路傳輸段特性阻抗Z02高達(dá)294.9Ω，因此無法直接使用傳統(tǒng)式Wilkinson功分器(這也是有時(shí)用定向耦合器代替Wilkinson功分器用作功分的原因)，而需要使用改進(jìn)型的Wilkinson功分器。

在仿真軟件中，對(duì)改進(jìn)型的Wilkinson功分器進(jìn)行建模、仿真，其性能參數(shù)分別如圖9～圖12所示。

圖9 各端口回波損耗Fig.9 Return loss of port

圖10 各端口傳輸損耗Fig.10 Insertion loss of port

圖11 輸出端口之間的隔離Fig.11 Isolation between output ports

圖12 輸出端口之間的相差Fig.12 Phase difference between output ports

由圖9可以看出，各端口在中心頻率處匹配很好，回波損耗為50dB～55dB。由圖10可以看出，在中心頻率處2端口插損為0.4dB，3端口插損為10.4dB，二者功率差值為10dB，即實(shí)現(xiàn)了射頻信號(hào)10∶1的功率分配。由圖11可以看出，2端口和3端口之間的隔離在中心頻率處達(dá)到53dB，這是由于隔離電阻R所起的作用，也是與定向耦合器的不同之處。由圖12可以看出，兩個(gè)輸出端口的輸出信號(hào)在中心頻率處的相位差為0°，這是因?yàn)檩敵鰞陕返碾婇L度是一致的。

2.3 兩種方案的分析比較

通過以上兩種實(shí)現(xiàn)方案的性能仿真分析結(jié)果可以看出，無論是平行線定向耦合器還是改進(jìn)型Wilkinson功分器，均能實(shí)現(xiàn)S波段射頻信號(hào)10∶1的不等分功分，各端口的回波損耗和信號(hào)傳輸損耗均能滿足要求。

對(duì)于平行線定向耦合器實(shí)現(xiàn)方案，兩個(gè)輸出端口的隔離度較差，且隨著隔離端的失配，耦合端的匹配性能和兩個(gè)輸出端口之間的隔離性能會(huì)迅速惡化。

因此，若采用平行線定向耦合器對(duì)箭上遙測信號(hào)進(jìn)行不等分功分，一方面由于需要端接匹配負(fù)載，會(huì)增加實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，降低了產(chǎn)品的固有可靠性；另一方面，在匹配負(fù)載松動(dòng)甚至脫落時(shí)，會(huì)導(dǎo)致副天線端口的駐波比惡化，以及引起主、副天線之間的信號(hào)耦合，影響遙測系統(tǒng)信號(hào)的有效傳輸。

另一方面，若采用改進(jìn)型Wilkinson功分器對(duì)箭上遙測信號(hào)進(jìn)行不等分功分，則無端接匹配負(fù)載要求，且由于功分器固有的高隔離度特性，使得主、副天線之間無信號(hào)耦合問題。

由此可知，在對(duì)箭上遙測信號(hào)進(jìn)行不等分功分時(shí)，無論是產(chǎn)品自身的復(fù)雜性，還是在性能指標(biāo)方面，采用改進(jìn)型Wilkinson功分器均優(yōu)于平行線定向耦合器。

3 結(jié)論

本文對(duì)比分析了兩種實(shí)現(xiàn)S波段射頻信號(hào)不等分功分的方案，由結(jié)果可知，改進(jìn)型Wilkinson功分器在端口匹配性、輸出端口的隔離度和相差、使用可靠性等方面明顯優(yōu)于平行線定向耦合器，為實(shí)際工程應(yīng)用中選型提供了參考。