魏 青， 劉寶泉， 楊 振

(陜西科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院， 陜西 西安 710021)

0 引言

近年來，電力電子技術(shù)快速發(fā)展，尤其是DC/DC變換器的發(fā)展和應(yīng)用取得了長足進步.因為DC/DC變換器具有效率高、損耗少、可靠性高等優(yōu)點，它的應(yīng)用涉及到通信電源[1-3]、光伏發(fā)電[4-6]、計算機、家用設(shè)備和工業(yè)等各個領(lǐng)域.本文所介紹的是四開關(guān)Buck-Boost變換器(FSBB)，它可以實現(xiàn)從輸入到輸出同相的寬范圍升降壓變換[7,8]，為實際應(yīng)用提供了更多的可能和便捷，這也意味著更復(fù)雜的控制和切換過程.

針對FSBB的傳統(tǒng)控制策略主要有兩模式控制策略[9-11]和三模式控制策略[12,13].文獻[9]提出兩模式控制下其實只有兩個開關(guān)管在同時工作，開關(guān)損耗大幅降低，電感電流脈動大幅度減小，電感電流有效值減小，從而減小變換器的導(dǎo)通損耗.但兩模式控制存在以下缺點：當輸入電壓與輸出電壓很接近時，F(xiàn)SBB將會在兩個模式下來回轉(zhuǎn)換，大大降低效率，影響電路的穩(wěn)定性.為了解決這個問題，文獻[10]中提出了滯環(huán)控制，但當輸入電壓處于滯環(huán)內(nèi)時，輸出電壓無法穩(wěn)定的達到設(shè)定值.

文獻[11]提出了FSBB 三模式雙頻兩沿精確調(diào)節(jié)控制策略.該控制策略下48 V輸入時變換器的效率可達 97.8%，大幅度減小了開關(guān)損耗，進一步提高了升降壓模式變換器的效率.但該控制策略存在以下缺點：該模式下FSBB工作在兩種頻率下，增加了驅(qū)動電路的復(fù)雜程度，三種模式間也難以實現(xiàn)平滑切換.有學(xué)者提出FSBB三種模式控制的軟開關(guān)實現(xiàn)方式[14-17]，三種工作模式對應(yīng)三種頻率變化關(guān)系，存在不同頻率間切換的不穩(wěn)定問題.還有學(xué)者提出了混合控制模式[18]，但實現(xiàn)方法較為困難.

本文提出了一種同步雙載波單模式控制策略，使得該拓撲可以在整個調(diào)壓范圍內(nèi)實現(xiàn)平滑的切換，并且只存在一種工作模式.

1 四開關(guān)Buck-Boost變換器分析

四開關(guān)Buck-Boost變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示.該電路可以實現(xiàn)從輸入到輸出同相的升降壓變換，即可以實現(xiàn)從寬范圍輸入電壓到固定輸出電壓，也可以實現(xiàn)從固定輸入電壓到寬范圍輸出電壓.

圖1 四開關(guān)Buck-Boost變換器的電路結(jié)構(gòu)

該電路可以看作由兩個單元組成，開關(guān)管G1、G2組成Buck單元，G1、G2總是反向?qū)ǎ珿1為其控制管，假設(shè)其占空比為d1；開關(guān)管G3、G4組成Boost單元，G3、G4總是反向?qū)ǎ珿4為其控制管，假設(shè)其占空比為d2.

FSBB的四個開關(guān)管可以組成四種工作模態(tài)，分別為A、B、C、D模態(tài)，如圖2所示.

(a)工作模態(tài)A

(b)工作模態(tài)B

(c)工作模態(tài)C

(d)工作模態(tài)D圖2 FSBB的四種工作模態(tài)

工作模態(tài)A：是Boost電路的一種狀態(tài)，該狀態(tài)下開關(guān)管G1、G4導(dǎo)通，G2、G3關(guān)斷，形成Ui-G1-L-G4通路.假設(shè)這一狀態(tài)持續(xù)時長為To1，這一階段電感電流連續(xù)上升，電感電流變化量為Δi1.其電感電流與輸入電壓的關(guān)系為：

(1)

工作模態(tài)B：即是Buck電路的一種開關(guān)狀態(tài)，又是Boost電路的一種開關(guān)狀態(tài).該狀態(tài)下開關(guān)管G1、G3導(dǎo)通，G2、G4關(guān)斷，形成Ui-G1-L-G3-Uo通路.假設(shè)這一狀態(tài)持續(xù)時長為To2，這一階段電感電流變化量為Δi2，其電感電流與輸入輸出電壓的關(guān)系為：

(2)

工作模態(tài)C：是Buck電路的一種狀態(tài).該狀態(tài)下開關(guān)管G2、G3導(dǎo)通，G1、G4關(guān)斷，形成G2-L-G3-Uo通路.假設(shè)這一狀態(tài)持續(xù)時長為To3，這一階段電感電流連續(xù)下降,電感電流變化量為Δi3，其電感電流與輸入輸出電壓的關(guān)系為：

(3)

工作模態(tài)D：該狀態(tài)下開關(guān)管G2、G4導(dǎo)通，G1、G3關(guān)斷，形成G2-L-G4通路.這一狀態(tài)電感電壓應(yīng)力為0，電感電流變化量也為0.

對于這四種模態(tài)，A、B組合為Boost電路的兩種開關(guān)狀態(tài)；B、C組合為Buck電路的兩種開關(guān)狀態(tài).四種模態(tài)可以進行不同的組合，通過調(diào)節(jié)不同模態(tài)的工作時間以實現(xiàn)輸出電壓的改變.

2 同步雙載波單模式控制策略

2.1 同步雙載波單模式控制策略

為解決兩模式和三模式中遇到的問題，本文提出了同步雙載波單模式控制策略.該模式下兩個主開關(guān)管G1、G4始終是同時開通的，均在每個開關(guān)周期的開始時刻，且有兩個載波序列，這兩個載波序列具有不同的電壓偏置，同時設(shè)置開關(guān)管的最大最小導(dǎo)通角，從而產(chǎn)生四個開關(guān)管的觸發(fā)脈沖.在這種控制策略下，F(xiàn)SBB只存在一種工作模式.該模式下的開關(guān)管驅(qū)動電路如圖3所示.

圖3 FSBB開關(guān)控制電路

在圖3中，控制器輸出是指PI調(diào)節(jié)器的輸出；導(dǎo)通角限幅1是對G1、G2的最大最小導(dǎo)通角進行限幅制，導(dǎo)通角限幅2是對G3、G4的最大最小導(dǎo)通角進行限幅制；比較器1、2的作用是將控制器輸出與載波序列進行比較，產(chǎn)生四個開關(guān)管的脈沖序列；兩個載波序列具有不同的直流偏置，本設(shè)計中載波序列相關(guān)參數(shù)設(shè)計如下：

第一路載波序列的幅值設(shè)置為[V1,V2]，限幅值為[VBk-min,VBk-max]；

第二路載波序列的幅值設(shè)置為[V2,V3]，限幅值為[VBt-min,VBt-max].

其中，V1

當控制器輸出值在[VBk-min,VBk-max]范圍內(nèi)時，其與第一路載波序列比較后產(chǎn)生具有一定占空比的兩路相反的控制脈沖G1、G2.由于第二路載波序列的幅值范圍大于第一路的幅值范圍，但其又有一定的限幅，所以此時經(jīng)過與輸入值的比較后，第二路產(chǎn)生始終維持在最小導(dǎo)通角DBt-min狀態(tài)的觸發(fā)脈沖G4和與其反向的脈沖G3.

當控制器輸出值在[VBt-min,VBt-max]范圍內(nèi)時，與第二路載波序列比較后產(chǎn)生具有一定占空比的兩路相反的控制脈沖G4、G3，由于第一路載波序列的幅值范圍小于第二路的幅值范圍，但其又有一定的限幅，所以此時經(jīng)過與輸入值的比較后，第一路載波序列產(chǎn)生始終維持在最大導(dǎo)通角DBk-max狀態(tài)的觸發(fā)脈沖G1和與其反向的脈沖G2.

該控制模式下，占空比的改變是連續(xù)的，因此，電路可以在不同的輸出電壓間進行平滑的切換，并且可以通過調(diào)節(jié)A、B、C、D四種模態(tài)的工作時間，即調(diào)節(jié)d1、d2的值實現(xiàn)不同的輸出電壓.不需要切換模式，不需要改變頻率.

2.2 時序分析

在前面分析了FSBB的開關(guān)管的四種工作模態(tài)，根據(jù)DBk-min、DBk-max、DBt-min、DBt-max的不同，每個周期內(nèi)存在2～3種工作模態(tài)，以不同的工作順序呈現(xiàn).圖4表示不同占空比下的時序圖.

(a)DBk-min≤d1

(c)DBt-min

(e)d2=DBk-max (f)DBk-max

由圖4可知，在同步雙載波單模式控制策略下，F(xiàn)SBB的工作順序有：A-B-C、A-D-C、A-C.圖4的每種時序圖對應(yīng)的模態(tài)分析如表1所示.

表1 時序圖對應(yīng)模態(tài)分析

對于每種工作時序，都假設(shè)0～t1時間段內(nèi)電感電流的變化量為Δi1，持續(xù)時長為To1；t1～t2時間段內(nèi)電感電流的變化量為Δi2，持續(xù)時長為To2；t2～t3時間段內(nèi)電感電流的變化量為Δi3，持續(xù)時長為To3，周期為T.

對于時序圖4(a)，Δi1=Δi3、To1=d1T、To3=T(1-DBt-min) .

對于時序圖4(b)，Δi1=Δi2、To1=Td1、To2=T(1-d1) .

對于時序圖4(c)，Δi1+Δi2=Δi3、To1=DBt-minT、To2=T(d1-DBt-min)、To3=T(1-d1).

以上三種情況分別代入公式(1)、(2)、(3)中，可得占空比與輸入輸出電壓的關(guān)系式均為：

(4)

對于時序圖4(d)，Δi1=Δi2+Δi3、To1=d2T、To2=T(DBk-max-d2)、To3=T(1-DBk-max).

對于時序圖4(e)，Δi1=Δi2、To1=Td2、To2=T(1-d2).

對于時序圖4(f)，Δi1=Δi3、To1=DBk-maxT、To2=T(d2-DBk-max)、To3=T(1-d2).

以上三種情況分別代入公式(1)、(2)、(3)中，可得占空比與輸入輸出電壓的關(guān)系式均為：

(5)

由以上分析可知，同步雙載波單模式控制策略下占空比與輸入輸出電壓的關(guān)系可以總結(jié)為：

(6)

FSBB的增益與占空比關(guān)系的曲面圖如圖5所示.

圖5 FSBB增益曲面圖

由式(6)可知，當d2為0時，電路工作在Buck狀態(tài)，當d1為1時電路工作在Boost狀態(tài).由圖5可直觀地看出，當d1、d2為其他可能的值時，F(xiàn)SBB將工作在單模式下，因為占空比的改變是連續(xù)的，電路可以在不同的輸出電壓間進行平滑的切換，即通過調(diào)節(jié)A、B、C、D四種模態(tài)的工作時間，也就是通過調(diào)節(jié)d1、d2的值實現(xiàn)不同的輸出電壓.

當占空比在0～1范圍內(nèi)時，變換器的增益范圍為0～10.可見該控制模式下可實現(xiàn)較寬范圍的輸出電壓.

3 仿真驗證

本文的相關(guān)設(shè)計指標為：

(1)輸入電壓：48 V；

(2)開關(guān)管工作頻率：100 kHz；

(3)功率：200 W.

FSBB的雙閉環(huán)仿真模型如圖6所示.

(a)主電路仿真圖

(b)控制電路仿真圖圖6 FSBB的仿真模型

文章對FSBB進行了雙閉環(huán)控制，圖6(a)是FSBB主電路仿真圖，圖6(b)是FSBB的雙閉環(huán)控制電路仿真圖.

輸入電壓為48 V，輸出電壓為47 V、48 V、49 V時的輸出電壓波形分別如圖7(a)、(b)、(c)所示.

(a)47 V輸出電壓波形圖

(b)48 V輸出電壓波形圖

(c)49 V輸出電壓波形圖圖7 輸出電壓波形圖

由圖7可以看出，輸出電壓為47 V、48 V、49 V時的波形非常穩(wěn)定，解決了兩模式控制中輸出電壓靠近輸入電壓時，輸出在兩個模式下來回切換的問題，并且只有一種頻率、一種工作模式和一個控制器.由此可見，同步雙載波單一模式控制策略下，可以使輸出電壓在較寬范圍內(nèi)穩(wěn)定平滑的輸出.

4 結(jié)論

對四開關(guān)Buck-Boost變換器提出了一種同步雙載波單模式控制策略，可以在較寬范圍內(nèi)實現(xiàn)平滑穩(wěn)定的改變輸出電壓，不需要增加變頻電路，不需要模式切換，控制電路和驅(qū)動電路都相對簡單.該控制策略通過具有不同直流偏置的兩路載波序列，對其設(shè)置不同的限幅值，使開關(guān)管具有一定的初始和最大導(dǎo)通角，從而為四個開關(guān)管提供觸發(fā)脈沖，實現(xiàn)同步雙載波單模式控制策略.同時通過對FSBB的模態(tài)分析、驅(qū)動電路分析和時序分析，得到了輸入輸出電壓與實際占空比的關(guān)系，分析結(jié)果表明通過調(diào)節(jié)A、B、C、D四種模態(tài)的工作時間，電路可以在不同的輸出電壓間進行平滑的切換，從而達到穩(wěn)定的輸出電壓.最后對FSBB進行了雙閉環(huán)仿真，結(jié)果表明FSBB在該控制策略下輸出電壓可以實現(xiàn)平滑的切換，證明該控制策略有效可行.