劉 靜，楊 輝

（重慶科創(chuàng)職業(yè)學院智能制造學院，重慶 永川 402160）

為解決目前AC/DC電源功率損耗不斷增加的問題，大部分的設計人員一直都在嘗試通過減少元件數(shù)量和元件體積來提高效率。一般的整流變換器都具有較大的輸入電流峰值和諧波畸變率（THD），諧波畸變率會使功率因數(shù)降低0.5～0.7左右。采用功率因數(shù)校正（PFC）變換器則可以降低諧波影響。普通的PFC變換器通常都采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）方法控制，它是一種帶有升壓變換器的全橋型整流器，如圖1（a）所示。但它的主開關(guān)效率低，應力大，而且要提高開關(guān)頻率就需要降低變換器的體積和重量。因此，要提高開關(guān)頻率就必須要采用軟開關(guān)技術(shù)。

為了降低通態(tài)損耗，文中提出了一種設計思路，將整流器和PFC相結(jié)合形成一種無橋PFC變換器，如圖1（b）所示，這種組合電路通過減少線路電流路徑中的半導體數(shù)量來降低通態(tài)損耗。在無橋PFC變換器中，二極管S2在電源的整個正半周導通，而S1在整個負半周導通。這種變換器如采用ZVS技術(shù)，將使工作效率更高。

圖1

1 新型拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理

本文中提出了一種新型的基于ZVS的PFC變換器，這種變換器由輔助電路組成，如果控制合理，電路中的主開關(guān)都可以采用ZVS技術(shù)控制。一般的ZVS拓撲只可以降低開通過程中的開關(guān)損耗，而文中提出的拓撲還可以降低開通和關(guān)斷過程中加在電源開關(guān)上的電壓以及流過的電流。而且，無橋PFC以及ZVS技術(shù)還可以分別降低通態(tài)損耗和開關(guān)損耗。這樣電路的工作效率就可大大提高，而且對開關(guān)頻率也沒有限制。

下面主要分析穩(wěn)態(tài)下這種變換器的工作原理和設計方法，以及如何減少關(guān)斷過程中的開關(guān)損耗，這種變換器適用于具有功率因數(shù)校正功能，輸入電壓范圍廣的單相變換器中，這些場合一般都要求工作效率要高，且電磁干擾（EMI）要低。

圖2所示為這種新型的單相無橋ZVS-PFC變換器的電路結(jié)構(gòu)。虛線框中所表示的電路就是所設計出的輔助電路，其中，Cs1和Cs2是開關(guān)S1和S2的寄生電容，Lr1和Lr2不僅能在關(guān)斷時使二極管D1，D2實現(xiàn)軟開關(guān)，還可以降低di/dt。為了使主要電源開關(guān)在開通時也能實現(xiàn)軟開關(guān)，就要使輔助開關(guān)在一個固定的周期內(nèi)保持導通。這樣既可以使主開關(guān)實現(xiàn)軟開關(guān)，還可以降低開關(guān)過程中產(chǎn)生的電壓和電流。

由于無橋PFC變換器在輸入電壓的兩個半周期內(nèi)工作情況相同，因此只對其中半個周期的工作原理進行討論。也可以將輔助電路分成對稱的兩部分，由于是在輸入電壓的半個周期內(nèi)，其中有一半電路不工作，而由另一半輔助電路使主開關(guān)實現(xiàn)軟開關(guān)，所以當這兩部分電路不工作時也不會影響變換器的效率。

圖2 ZVS無橋PFC變換器拓撲結(jié)構(gòu)

在充電和傳輸模式下，這種變換器的工作原理和PWM升壓變換器很類似，所有的輔助元件都不工作。因此，在此工作狀態(tài)下，也就不會產(chǎn)生任何額外的損耗。為了介紹清楚該轉(zhuǎn)換器的原理，確定它的性能，特做如下假設：電路中所有元件都是理想的；轉(zhuǎn)換器工作在穩(wěn)態(tài)，開關(guān)頻率固定為fs；輸入電壓Vi為正弦波，并且在一個開關(guān)周期內(nèi)連續(xù)；輸出電壓Vo也連續(xù)；開關(guān)頻率比交流電源頻率高得多。此外，輸入電感L也要足夠大，這樣在轉(zhuǎn)換器的一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，就可以用電流源Ii代替它。

該轉(zhuǎn)換器在半個周期內(nèi)的工作過程可以分成8個區(qū)間。每個區(qū)間的等效電路以及理論工作波形分別如圖3、圖4所示。

圖4 一個開關(guān)周期內(nèi)輔助電路的理論工作波形

該區(qū)間只表示開關(guān)過程中的初始條件，該區(qū)間內(nèi)升壓二極管D2和S1的體二極管導通，負載電流以及變換器的工作情況和簡單的PWM升壓變換器一樣，即開關(guān)關(guān)斷而二極管導通。當在主開關(guān)S2導通之前，PFC控制器控制輔助電路中的S3導通開始諧振時，該區(qū)間就結(jié)束了。

（2）區(qū)間 2［t1-t2］［圖 3（b）］

當S3導通時該區(qū)間就開始了，而當流過D2的電流降低到零時，該區(qū)間就結(jié)束了。在Lr2的作用下，S3會在零電流（ZC）條件下導通，Lr2還可以通過升壓二極管D2降低關(guān)斷時的di/dt。電流將逐漸從D2支路換流到由Lr2和Cr2組成的諧振電路中。因此，D2在零電流t2時刻就關(guān)斷了，此時變換器的等效電路如圖3（b）所示。

（3）區(qū)間 3［t2-t3］［圖 3（c）］

該區(qū)間從流過D2的電流降到零并流過Cs2開始，在該區(qū)間內(nèi)S3，D3和D9一起導通，等效電路如圖3（c）所示。當Cs2電壓降低到0且流過S3的電流開始反向時，區(qū)間3就結(jié)束了。該區(qū)間結(jié)束時諧振電感Lr2的電流為0，諧振電容Cr2兩端電壓為Vcr2（t3）。

（4）區(qū)間 4［t3-t4］［圖 3（d）］

該區(qū)間內(nèi)S3，D3，D9和場效應管S2的體二極管導通，當流過Lr2的電流線性減小到Iin時，主開關(guān)S2才開始導通。在ZVS期間，S2必須一直導通。當輔助電路中的電流減小到流過L的輸入電流以下時，兩電流之差就會通過開關(guān)S2。這個區(qū)間一直會持續(xù)到t4時刻，在t4時刻輔助電路中的電流變?yōu)?。

（5）區(qū)間 5［t4-t5］［圖3（e）］

該區(qū)間中，S2和D10導通，輔助電路中的電流開始反向，D9阻止該電流流過S3，因此電流才會流經(jīng)D10，這就為S3提供了一個ZVS關(guān)斷條件，S3在這個區(qū)間應該關(guān)斷。與此同時，一部分電流經(jīng)D3分流并給C1充電，在諧振電流的作用下，C1兩端電壓將被充至等于或略小于輸出電壓的數(shù)值。

（6）區(qū)間 6［t5-t6］［圖3（f）］

該區(qū)間內(nèi)D4，D10和S2導通，當在t6時刻輔助電路中的電流減小到0該區(qū)間就結(jié)束了。在零電流條件下D4和D10截止。當C1兩端電壓充至略小于輸出電壓時，D3就不再導通了，之后很明顯在S2關(guān)斷期間就會出現(xiàn)一個降低了的電壓而不是零電壓。

圖3 一個開關(guān)周期內(nèi)變換器電路中的主要電流路徑

（7）區(qū)間 7［t6-t7］［圖 3（g）］

該區(qū)間內(nèi)S2導通，變換器的工作狀態(tài)和充電狀態(tài)下的PWM升壓變換器相同，輔助電路不工作。當主開關(guān)關(guān)斷時該區(qū)間結(jié)束。

（8）區(qū)間 8［t7-t8］［圖 3（h）］

該區(qū)間內(nèi)S2在ZVS條件下關(guān)斷，電容Cs2兩端電壓一直充電至輸出電壓，由于電容C1兩端電壓和輸出電壓存在差值，從而引起開關(guān)S2兩端電壓逐漸上升。在t8時刻以后，電路的工作條件又和區(qū)間1相同，一個新的開關(guān)周期又開始了。

2 減少開關(guān)關(guān)斷損耗

前面已提到，ZVS技術(shù)可以減少開關(guān)的導通損耗。在區(qū)間8內(nèi)，當MOSFET S2關(guān)斷時，其漏源極間的電壓會非常緩慢地增加，直到電容C1存儲的能量完全轉(zhuǎn)移給輸出端的負載。因此，當流過開關(guān)S2的電流降到0時，其漏源極間的電壓還遠遠小于輸出電壓Vo，這樣能極大的減少開關(guān)的關(guān)斷損耗。

本文所提出的變換器中，開關(guān)的導通損耗近似為零和關(guān)斷開關(guān)損耗也顯著降低。雖然該變換器結(jié)構(gòu)比較復雜，輔助電路中包含15個元件，但它同時減少了導通損耗和關(guān)斷損耗。因為所有輔助元件的工作時間相對于開關(guān)周期都非常短，所以成本都很低。此外，采用無橋PFC還可以降低傳導損耗，并達到最高的效率。

3結(jié)語

文章介紹了一種新型的ZVS-PWM升壓變換器，最重要的是提出了能實現(xiàn)軟開關(guān)的電路拓撲結(jié)構(gòu)。由于采用了軟開關(guān)技術(shù)，在變流過程中通態(tài)損耗也較低，因此和傳統(tǒng)的采用硬開關(guān)控制的PWM控制器相比，該變換器在關(guān)斷和開通過程中可以實現(xiàn)軟切換，其效率更高。