張中鋒，謝曄源，石 巍，許 烽，李海英，田 杰

（1.南京南瑞繼保電氣有限公司，南京 211102；2.國網(wǎng)浙江省電力有限公司電力科學研究院，杭州 310014）

0 引言

近年來，隨著電力電子技術的發(fā)展，直流輸配電面臨的技術問題逐步得到解決，與交流系統(tǒng)相比，直流系統(tǒng)具有線路損耗低、電能質量高、重構靈活等優(yōu)勢，可以更充地分發(fā)揮分布式電源以及直流負荷快速發(fā)展的價值和效益[1-3]。

DCT（直流變壓器）作為直流配電網(wǎng)中進行直流電壓變換與能量傳遞的關鍵換流設備，近年來獲得廣泛關注[4-5]。目前很多專家學者的研究主要集中在電壓等級低、容量小、單方向的功率變換，但這些變換器無法滿足中壓直流和低壓直流之間的電壓隔離變換和大功率能量傳輸需求[6-7]。為滿足柔性直流配電網(wǎng)中直流變壓器高壓側耐受高電壓的需求，需要采用模塊串聯(lián)方案來解決，以避免半導體器件直接串聯(lián)對驅動一致性要求高等問題帶來的風險；同理，為滿足低壓微網(wǎng)側大電流需求，則需要采用模塊并聯(lián)方案來解決[8-9]。文獻[10]全橋直流變換器ISOP（輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)）組合式系統(tǒng)的研究，采用開環(huán)與閉環(huán)相結合的方式，簡化了整個電路的控制策略，但是功率僅能單方向傳輸。文獻[11]提出了基于DAB（雙有源全橋）的直流固態(tài)變壓器方案，能夠實現(xiàn)能量雙向傳輸，但該變換器工作在大電流關斷模式，關斷損耗較大并且存在較大的系統(tǒng)無功環(huán)流。

本文研究的適用于柔性直流配電網(wǎng)的模塊化ISOP 型直流變壓器，工作在諧振軟開關工作模式，具有開關損耗低、寬負載范圍內輸出輸入電壓增益穩(wěn)定、潮流能夠雙向流動等特點。本文首先給出了模塊化ISOP 直流變壓器的拓撲結構和工作原理，然后進行了軟開關運行模態(tài)的理論分析和諧振網(wǎng)絡的參數(shù)設計，最后設計并生產(chǎn)了一臺500 kW，±10 kV/750 V 直流變壓器，在示范工程中投運，驗證了上述理論和分析的正確性。

1 拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

本文所述的模塊化ISOP 直流變壓器拓撲結構如圖1 所示，它由N 個串聯(lián)諧振子單元組成，每個子單元由1 個高壓側全橋模塊、1 個低壓側全橋模塊、1 個高頻變壓器和1 組LC 諧振網(wǎng)絡構成，高頻變壓器原副邊之間需要按照能夠承受高低壓直流電網(wǎng)間的電壓差進行絕緣設計。

圖1 ISOP 拓撲結構

圖2 為串聯(lián)諧振子單元電路，高壓側模塊主要由功率器件Q1—Q4及母線電容CH構成，低壓側模塊由功率器件Q5—Q8及母線電容CL構成。C1和C2分別為原、副邊諧振電容，Lr為諧振電感（包含高頻變壓器寄生漏感），Lm為高頻變壓器TR的勵磁電感。

圖2 LC 串聯(lián)諧振子單元拓撲

1.2 定頻同步控制

諧振子單元電路正常工作時，采用定頻同步控制，即驅動電路開關頻率與諧振網(wǎng)絡固有諧振頻率相同，高壓側模塊半導體開關器件Q1/Q4與Q2/Q3施加占空比為0.5 的互補的驅動脈沖信號，低壓側模塊半導體開關器件Q5/Q8與Q6/Q7也施加同樣的互補的驅動脈沖信號，高低壓兩側驅動信號同相位，驅動脈沖如圖3 所示。

圖3 定頻同步控制高低壓側驅動脈沖

定頻同步控制模式下，高頻變壓器TR的原、副邊電壓均為占空比為50%的高頻方波電壓，相位完全相同，輸出電壓為[12]：

式中：Ui為輸入電壓；Uo為輸出電壓；Ro為負載電阻；R 為諧振回路電阻；n 為變壓器原副邊變比。串聯(lián)諧振網(wǎng)絡處于諧振工作狀態(tài)時，諧振電阻R很小，因此輸出電壓與輸入電壓近似線性關系。

2 軟開關運行模態(tài)分析

本文研究的模塊化ISOP 直流變壓器可以實現(xiàn)高低壓側間的功率雙向傳輸，為提高變換器的工作效率，子單元工作在LC 串聯(lián)諧振狀態(tài)，即通過諧振技術實現(xiàn)逆變管的ZVS（零電壓開通）和整流管的ZCS（零電流關斷），降低了IGBT（絕緣柵雙極晶體管）和二極管的開關損耗，從而提高變換器的開關頻率，縮小磁性元器件的體積，提高功率密度。

圖4 為理論分析得到的諧振網(wǎng)絡的穩(wěn)態(tài)工作波形。一個開關周期可分為8 個工作階段，由于前半周期和后半周期對稱工作，因此僅選取前半周期的4 個工作階段進行分析。

圖4 LC 串聯(lián)諧振單元的理論工作波形

具體工作過程分析如下：

（1）運行模態(tài)1，對應時間[t0，t1]：t0時刻開關管Q1和Q4導通，電感電流iL1通過反并二極管DQ1和DQ4續(xù)流，Q1和Q4為零電壓開通。此時，加在A 和B 兩點的電壓為和iLm開始增加，iL1增加較快，副邊二極管DQ5和DQ8導通，將C和D 兩點電壓鉗位在輸出電壓Uo。tx時刻，iL1從負過零，而后流過Q1和Q4。

（2）運行模態(tài)2，對應時間[t1，t2]：t1時刻電感電流iL1與勵磁電流iLm相等，此時副邊電流iL2下降為零。二極管DQ5和DQ8因為電流為零而自然關斷，不存在反向恢復過程，實現(xiàn)了ZCS 軟開關。同時輸出電壓不再對C 和D 兩點鉗位，L2和C2退出諧振，Lm和L1一起與C1發(fā)生串聯(lián)諧振。相對于電感L1，勵磁電感Lm感抗很大，所以此時的諧振周期要比L1和C1的諧振周期大得多，故電流iL1上升非常緩慢。

（3）運行模態(tài)3，對應時間[t2，t3]：t2時刻Q1和Q4關斷。電感電流iL1將電容CQ1和CQ4充電至電壓為Uin，同時將電容CQ2和CQ3放電至電壓為零。在保證電容充放電完全的情況下可通過參數(shù)設計最大限度減小此時電流iL1，則Q1和Q4可近似實現(xiàn)零電流關斷。與諧振電容C1相比，并聯(lián)電容的容值非常小，因此運行模態(tài)3 是在死區(qū)時間內瞬間完成的。充放電完畢后A 和B 兩點的電壓由Uin變?yōu)?Uin。

（4）運行模態(tài)4，對應時間[t3，t4]：t3時刻電容CQ1—CQ4充放電完全，電感電流iL1通過DQ2和DQ3續(xù)流。副邊二極管DQ6和DQ7導通，開始了后半周的能量傳遞過程。t4時刻，Q2和Q3零電壓導通。

后半周期4 個工作階段與前述工作過程類同，不再贅述。

3 諧振網(wǎng)絡特性分析及參數(shù)設計

3.1 諧振頻率和增益特性分析

根據(jù)上節(jié)分析，為了提高變換器工作效率，進行串聯(lián)諧振單元參數(shù)設計時，需保證開關頻率與諧振頻率近似相等，此時電流工作在完全諧振模式。由于完全諧振模式工作時，交流電流波形近似為正弦波，可用基波分量法進行分析，即假設只有開關頻率的基波分量才能傳輸能量，從而將諧振變換電路等效為一個線性網(wǎng)絡來分析其輸入輸出特性。串聯(lián)諧振變壓器的等效電路如圖5所示。為了簡化分析，變壓器TR變比設為1：1。其中，UAB為A 和B 兩點電壓的基波分量，UCD為C和D 兩點電壓的基波分量，Req=8R/π2為輸出負載R0耦合到一次側的等效負載。

圖5 串聯(lián)諧振變壓器的等效電路

根據(jù)圖5，可以求得串聯(lián)諧振變壓器的傳遞函數(shù)為[13]：

式中：ωs為開關角頻率。

發(fā)生諧振時，式（2）中傳遞函數(shù)虛部為零，可得：

由式（1）、式（2）可得串聯(lián)諧振變壓器的電壓變換增益M 可以表示為：為開關頻率

當hg=1 時，諧振變換器在諧振頻率點的增益為1，與負載無關。

3.2 諧振網(wǎng)絡參數(shù)設計

本文研究的模塊化ISOP 諧振型直流變壓器，采用簡單、高效、穩(wěn)定的定頻同步控制，在此控制策略下結合3.1 章節(jié)分析結論對諧振網(wǎng)絡的勵磁電感、諧振電感、諧振電容參數(shù)進行設計。

由章節(jié)2 諧振運行模態(tài)分析可知，在死區(qū)時間內通過勵磁電流對開關管的結電容進行充放電，從而使開關管工作在ZVS 狀態(tài)，根據(jù)文獻[14]的分析，可以推出LC 串聯(lián)諧振變壓器的勵磁電感設計值為：

式中：Cce為開關管結電容；fr為諧振頻率；Tdead為驅動死區(qū)時間。

根據(jù)式（4）可以得到不同k 值下的歸一化增益曲線族如圖6 所示。由圖可知，隨著k 值的增大，諧振頻率點附近的增益曲線越來越平穩(wěn)，最大增益值逐漸降低，但當k 值大于一定值時，變換器的電壓增益完全小于等于1。本文中k 按照取值10 設計，進而可以由勵磁電感值推算出諧振電感值。

圖6 不同k 值下的歸一化增益曲線（Q=0.3）

諧振電容的選擇則根據(jù)諧振頻率確定，由：

可得：

由章節(jié)3.1 分析可知，為了保證在寬負載范圍內實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定，設計應使hg=1；為了保證諧振電路正反向工作特性的一致，應將電路設計為對稱結構[15]，h 和g 均取值為1，即有：L1=L2=Lr/2，C1=C2=2Cr，此處均按照單位匝比進行設計；在非單位匝比情況下，L2和C2按照變壓器實際匝比n∶1 進行折算，有L1=n2L2=Lr/2，C1=C2/n2=2Cr。

4 試驗研究

4.1 試驗系統(tǒng)

示范工程建設的柔性直流配網(wǎng)系統(tǒng)如圖7 所示，柔性直流換流站內包含三端MMC（模塊化多電平換流器）型AC/DC 柔直換流器，第四端由直流斷路器、限流電抗和直流變壓器構成?！?0 kV中壓直流母線電壓由MMC 控電壓站支撐，直流變壓器建立低壓微網(wǎng)750 V 直流母線電壓，直流負荷為直流充電樁，低壓直流微網(wǎng)可以考慮擴建光伏、儲能，構建包含源網(wǎng)荷儲元素的主動配電網(wǎng)[16]。

本示范工程設計并生產(chǎn)了一套額定容量500 kW 直流變壓器，采用集裝箱內屏柜式安裝結構。

4.2 系統(tǒng)試驗結果

圖7 柔性直流配網(wǎng)系統(tǒng)

圖8 為直流變壓器在柔性直流配電網(wǎng)中運行時帶充電樁負載的系統(tǒng)試驗波形。由圖可知，系統(tǒng)高壓側正極電壓VP為10 kV、高壓側負極電壓VN為-10 kV，充電樁啟機時負載電流IL逐漸上升，低壓側母線電壓VL恒定為750 V。

圖8 整機穩(wěn)態(tài)運行試驗波形

4.3 串聯(lián)諧振子單元試驗結果

上節(jié)分析了直流變壓器的整機系統(tǒng)試驗結果，本節(jié)給出串聯(lián)諧振子單元的試驗結果，主要驗證子單元諧振軟開關工作特性。

直流變壓器諧振子單元參數(shù)如表1 所示。圖9 為諧振子單元穩(wěn)態(tài)滿載工作時，高頻變壓器原邊電壓VP、副邊電壓VN和串聯(lián)諧振電流IH的波形。由圖可知，定頻同步控制模式下，高頻變壓器原副邊波形相位完全一致，串聯(lián)諧振電流為正弦波電流。

表1 LC 串聯(lián)諧振單元參數(shù)

圖9 高頻變壓器原副邊電壓和諧振電流波形

圖10 為開關管驅動脈沖Vg1、結電容電壓VH1和勵磁電流IH1的波形。由圖10 可知，驅動脈沖變?yōu)楦唠娖角?，勵磁電流已完成對開關管結電容的放電，開關管實現(xiàn)了ZVS 開通，降低了開通損耗。

圖10 開關管ZVS 波形

圖11 為開關管驅動脈沖Vg2、諧振電流IH2和結電容電壓VH2的波形。由圖可知，驅動脈沖關閉時，諧振電流已近似到零，開關管實現(xiàn)了近似ZCS，降低了關斷損耗。

5 結語

圖11 開關管近似ZCS 波形

本文采用基于模塊化ISOP 的直流變壓器技術方案，設計了500 kW，±10 kV/750 V 直流變壓器，實現(xiàn)了柔性中壓直流配電網(wǎng)和低壓直流配電網(wǎng)之間的電壓隔離變換和功率傳輸。直流變壓器的子單元設計基于LC 串聯(lián)諧振原理，半導體器件工作在ZVS 和近似ZCS 軟開關工作狀態(tài)，開關損耗低。通過定頻同步控制和合理的諧振參數(shù)設計，在負載動態(tài)變化時實現(xiàn)了輸出電壓穩(wěn)定。試驗結果證明了以上理論分析的正確性和參數(shù)設計方法的可行性。