陳 麗

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

短波通信由于其諸多優(yōu)點(diǎn)，在軍事通信中占有不可替代的作用，特別是近幾十年串行調(diào)制解調(diào)技術(shù)的發(fā)展，產(chǎn)生了很多新的通信協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)，其中以美國(guó)軍用標(biāo)準(zhǔn)MIL_STD_188_110A應(yīng)用最為廣泛[1]。

110A協(xié)議信號(hào)持續(xù)過(guò)程中涉及多次調(diào)制樣式的變換，傳統(tǒng)的信號(hào)盲解調(diào)已經(jīng)很難完成對(duì)該協(xié)議信號(hào)的處理[2]。本文基于協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)，針對(duì)單載波串行MPSK數(shù)據(jù)傳輸波形，一方面通過(guò)自適應(yīng)信道均衡技術(shù)來(lái)對(duì)抗短波信道出現(xiàn)的碼間串?dāng)_；另一方面，處理過(guò)程中充分挖掘信號(hào)特征，使用協(xié)議中部分已知序列對(duì)均衡器進(jìn)行訓(xùn)練，使其快速地進(jìn)入收斂與穩(wěn)定狀態(tài)，提升了均衡算法性能，同時(shí)在處理過(guò)程中提取信號(hào)特征參數(shù)，降低了信號(hào)處理的復(fù)雜度。

1 信號(hào)特征

美軍標(biāo)準(zhǔn)附錄中對(duì)單載波串行110A數(shù)據(jù)傳輸波形進(jìn)行了定義，單音串行模式信號(hào)通過(guò)在單載波上調(diào)制MPSK的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)，調(diào)制的符號(hào)速率為固定的2 400 sps，輸出的信息速率包括75，150，300，600，1 200，2 400 bps等幾種。信號(hào)結(jié)構(gòu)按時(shí)間和功能可分為4個(gè)階段：同步報(bào)頭序列、數(shù)據(jù)序列、報(bào)文結(jié)束序列以及編碼和交織刷新比特等[3]。

1.1 同步報(bào)頭序列

單載波串行數(shù)據(jù)傳輸中，交織方式分為短交織和長(zhǎng)交織2種。交織方式不同時(shí)，同步報(bào)頭序列的持續(xù)時(shí)間不同。

短交織時(shí)，同步報(bào)頭持續(xù)時(shí)間為600 ms，即包含3段200 ms子前導(dǎo)塊；長(zhǎng)交織時(shí)，同步報(bào)頭持續(xù)時(shí)間為4 800 ms，即包含24段200 ms子前導(dǎo)塊。每個(gè)200 ms子前導(dǎo)塊段由15個(gè)信道符號(hào)組成，每個(gè)信道符號(hào)包含3 bit。這15個(gè)符號(hào)分別為：

0,1,3,0,1,3,1,2,0,D1,D2,C1,C2,C3,0。[3]

其中，D1，D2表示bit速率和交織情況；C1，C2，C3表示對(duì)200 ms段的計(jì)數(shù)。

對(duì)每個(gè)信道符號(hào)進(jìn)行映射，每個(gè)信道符號(hào)映射為8個(gè)相應(yīng)符號(hào)且重復(fù)4次，即每個(gè)信道符號(hào)映射成32個(gè)符號(hào)。

因此，每200 ms子前導(dǎo)塊內(nèi)發(fā)送的符號(hào)個(gè)數(shù)為480個(gè)，其中短交織時(shí)同步前導(dǎo)發(fā)送1 440個(gè)符號(hào)，長(zhǎng)交織時(shí)發(fā)送11 520個(gè)符號(hào)。

1.2 數(shù)據(jù)序列

數(shù)據(jù)序列由多個(gè)交織塊組成，每個(gè)交織塊由多組未知數(shù)據(jù)和探測(cè)數(shù)據(jù)交替組成。每組包含的符號(hào)個(gè)數(shù)根據(jù)符號(hào)速率有所不同，如表1所示。

表1 波形參數(shù)

信息速率編碼率bit /信道符號(hào)符號(hào)個(gè)數(shù)/信道符號(hào)未知符號(hào)個(gè)數(shù)已知符號(hào)個(gè)數(shù)4 800不編碼3132162 4001/23132161 2001/22120206001/21120203001/41120201501/8112020751/2232ALL0

例如：信息速率為2 400時(shí)，調(diào)制方式為8PSK，每組未知數(shù)據(jù)32個(gè)符號(hào)，探測(cè)數(shù)據(jù)16個(gè)符號(hào)；信息速率為1 200時(shí)，調(diào)制方式為QPSK，每組未知數(shù)據(jù)20個(gè)符號(hào)，探測(cè)數(shù)據(jù)20個(gè)符號(hào)。

短交織時(shí)，數(shù)據(jù)序列內(nèi)一個(gè)交織塊包含1 440個(gè)信道符號(hào)；長(zhǎng)交織時(shí)，數(shù)據(jù)序列內(nèi)一個(gè)交織塊固定11 520個(gè)信道符號(hào)，與同步報(bào)頭序列一致。

1.3 報(bào)文結(jié)束序列

由32 bit組成，即0x4b65a5b2[3]表示報(bào)文結(jié)束。

1.4 編碼和交織比特

若數(shù)據(jù)序列中使用了交織器，調(diào)制器會(huì)使用足夠多的比特進(jìn)行交織器的沖刷，在偵察過(guò)程中不使用該段比特。

2 短波信道均衡算法設(shè)計(jì)

短波通信依靠電離層反射實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)距離傳輸，由于電離層參數(shù)的不穩(wěn)定、信號(hào)傳輸過(guò)程中產(chǎn)生的衰落、多徑傳播引起的時(shí)間色散、多普勒效應(yīng)引起的頻率色散以及其他噪聲和人為干擾等各種因素的影響，從而使接收端信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾，導(dǎo)致信號(hào)的失真和畸變[4-5]。接收系統(tǒng)要正確恢復(fù)傳輸信息，必須對(duì)碼間干擾進(jìn)行補(bǔ)償，目前減小碼間干擾的常用方法是均衡技術(shù)[6-7]。

均衡器從結(jié)構(gòu)上可以分為線性均衡器、格形均衡器、判決反饋均衡器和分?jǐn)?shù)間隔均衡器等。均衡算法包括最小均方算法、常數(shù)模算法和遞推最小二乘算法等[8]。通過(guò)對(duì)現(xiàn)有的各種均衡器及算法特點(diǎn)和性能的比較分析，判決反饋均衡器具有抽頭數(shù)少，運(yùn)算處理量較小，對(duì)深衰落有較強(qiáng)的均衡能力[9-10]等特點(diǎn)，因此在該協(xié)議信號(hào)解調(diào)算法實(shí)現(xiàn)中選擇判決均衡器結(jié)構(gòu)和遞推最小二乘算法。

2.1 判決反饋均衡器

2.1.1 均衡器結(jié)構(gòu)

在嚴(yán)重幅度失真的信道中，通常使用判決反饋均衡器(DFE)[11]。DFE是典型的非線性均衡器，如圖1所示，它的結(jié)構(gòu)包括前饋部分和反饋部分。前饋部分由其抽頭具有符號(hào)率間隔的橫向?yàn)V波器組成，待均衡的數(shù)據(jù)被用作這部分的輸入；反饋部分由其抽頭也具有符號(hào)率間隔的另一橫向?yàn)V波器組成，加到反饋部分的輸入是按前面檢測(cè)的符號(hào)做出判決。它的輸出可以由2個(gè)濾波過(guò)程之和表示：

(1)

圖1 判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)

2.1.2 均衡器階數(shù)選擇

判決反饋均衡器的階數(shù)一般根據(jù)經(jīng)驗(yàn)進(jìn)行選取，其反饋和前饋部分濾波器階數(shù)的分配依據(jù)信道特性進(jìn)行選擇。

對(duì)于一個(gè)以T為間隔延遲線的線性濾波器，均衡器階數(shù)選取原則是M=2N+1，即濾波器的時(shí)間范圍為(2N+1)T，NT表示信道的多徑時(shí)延[12-13]。

在典型短波信道中，中度短波信道的多徑時(shí)延NT=0.001 s，惡劣短波信道多徑時(shí)延NT=0.002 s。通過(guò)計(jì)算可得，中度短波信道是均衡器階數(shù)選擇7，惡劣環(huán)境下均衡器系數(shù)選擇11。為適應(yīng)惡劣信道條件，本文設(shè)計(jì)中均衡器系數(shù)選擇12階。

2.2 遞推最小二乘(RLS)算法

2.2.1 算法原理

遞推最小均方(Recursive Least-Square)算法是卡爾曼濾波算法的一個(gè)特例，和LMS類的算法相比，RLS算法是基于代價(jià)函數(shù)最小的準(zhǔn)則得到的[14-15]。

在n時(shí)刻的均衡器的輸出和期望值之間的誤差為：

(2)

式中，d(n)為期望信號(hào)，y(n)為通過(guò)均衡器后的輸出信號(hào)，均衡器n時(shí)刻的對(duì)應(yīng)抽頭系數(shù)的輸入為x(n),x(n-1),...,x(n-M+1)，WN(n)為均衡器的權(quán)系數(shù)向量，定義為：WN(n)=[w0(n),w1(n),...,wM-1(n)]T，時(shí)刻i抽頭系數(shù)輸入矢量XN(i)定義為：XN(n)=[x(n),x(n-1),...,x(n-M+1)]T。其中，T表示轉(zhuǎn)置，代價(jià)函數(shù)最小的準(zhǔn)則，由微分置零法，求得：

RNN(n)WN(n)=rN(n)。

(3)

其中：

(4)

式中，*表示復(fù)共軛,H表示共軛轉(zhuǎn)置,RNN(n)為輸入信號(hào)向量的自相關(guān)矩陣,rN(n)是M×1階的輸入信號(hào)向量和期望信號(hào)的互相關(guān)向量。由式(4)得到濾波器抽頭系數(shù)的解：

WN(n)=RNN(n)-1rN(n)，

(5)

W(k)=W(k-1)+R-1(k)XT(k)e(k)。

(6)

公式描述了一個(gè)濾波器參數(shù)受其輸入誤差e(k)控制的自適應(yīng)濾波算法，即遞推最小二乘(RLS)。

2.2.2 算法應(yīng)用

首先，對(duì)算法中系數(shù)進(jìn)行初始化，即n=0時(shí)刻：

WN(0)=0；P(0)=δ-1I，

其中I表示單位矩陣;

當(dāng)瞬時(shí)時(shí)刻n=1，2，......,依次循環(huán)計(jì)算下列各式：

temp(n)=P(n-1)XN(n)，

(7)

(8)

(9)

WN(n)=WN(n-1)+k(n)ξ*(n)，

(10)

(11)

式中，λ為遺忘因子，通常取0≤λ≤1。轉(zhuǎn)換因子：

(12)

表征后驗(yàn)估計(jì)誤差和先驗(yàn)估計(jì)誤差的比值，其中k(n)稱為卡爾曼增益矢量,P(n)為逆相關(guān)矩陣，其實(shí)際物理意義表示相當(dāng)于卡爾曼濾波當(dāng)中的抽頭系數(shù)估計(jì)誤差的自相關(guān)函數(shù)。

3 基于協(xié)議的解調(diào)均衡實(shí)現(xiàn)

3.1 處理流程

基于協(xié)議的解調(diào)處理主要分為同步報(bào)頭處理和數(shù)據(jù)段處理2部分，整個(gè)時(shí)隙內(nèi)數(shù)據(jù)處理流程如圖2所示。

圖2 解調(diào)均衡處理流程

解調(diào)實(shí)現(xiàn)過(guò)程前首先對(duì)信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)捕獲，使用同步前導(dǎo)中的已知序列進(jìn)行同步報(bào)頭檢測(cè)，獲取信號(hào)精確起始時(shí)刻。

使用同步報(bào)頭中前288個(gè)已知符號(hào)進(jìn)行解調(diào)與均衡器訓(xùn)練；隨后使用均衡解調(diào)算法對(duì)該時(shí)隙中信號(hào)D1，D2，C1，C2，C3等數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)，并提取信號(hào)參數(shù)，包括編碼參數(shù)、交織塊大小等，用于進(jìn)行后續(xù)解擾、解交織及譯碼處理。

對(duì)后續(xù)數(shù)據(jù)塊中的未知數(shù)據(jù)和探測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡解調(diào)，處理至未知數(shù)據(jù)時(shí)根據(jù)判決結(jié)果進(jìn)行均衡器系數(shù)更新處理至探測(cè)數(shù)據(jù)時(shí)，使用探測(cè)序列對(duì)均衡器進(jìn)行持續(xù)訓(xùn)練，直至獲取完整的交織塊。

3.2 同步報(bào)頭參數(shù)提取

同步報(bào)頭處理時(shí)，通過(guò)解析解調(diào)后的D1，D2，可提取信號(hào)參數(shù)如表2所示。

表2 D1，D2與指定符號(hào)的對(duì)應(yīng)關(guān)系

比特速率/bit·s-1短交織長(zhǎng)交織D1D2D1D24 80076--2 40077--2 40064441 2006545600664630067471507454757555

獲得信號(hào)的信息速率后，根據(jù)表2中各參數(shù)對(duì)應(yīng)關(guān)系，可以進(jìn)一步獲得信號(hào)調(diào)制樣式、編碼率等其他參數(shù)，用于后續(xù)數(shù)據(jù)段解調(diào)等處理。

此外，C1，C2，C3表示對(duì)200 ms段的計(jì)數(shù)，其中短交織時(shí)計(jì)數(shù)分別為2，1，0；長(zhǎng)交織時(shí)計(jì)數(shù)分別為23，22，21，20，…，2，1，0。

6 bit表示0～23，由于C1，C2，C3均為一個(gè)符號(hào)3 bit，所以需要將6 bit對(duì)應(yīng)至9 bit。如：

十進(jìn)制23→二進(jìn)制01 01 11→101 101 111C1 C2 C3C1 C2 C3

通過(guò)C1，C2，C3得到同步報(bào)頭序號(hào)，能夠明確數(shù)據(jù)段的起始位置，為后續(xù)數(shù)據(jù)段處理提供幫助。

3.3 均衡處理

基于已知序列的均衡處理使用12階均衡器，以前饋6階、后饋6階的方式進(jìn)行信道的均衡補(bǔ)償，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)載波剩余相位的修正。通過(guò)對(duì)均衡后的星座點(diǎn)與該符號(hào)上標(biāo)準(zhǔn)星座點(diǎn)的差異計(jì)算獲取均衡器誤差和相位誤差，可以使均衡器快速鎖定，還可以進(jìn)一步去除相位模糊，降低后續(xù)處理的工作量。

在對(duì)未知數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡處理時(shí)，將均衡后的星座點(diǎn)進(jìn)行映射，獲取標(biāo)準(zhǔn)星座點(diǎn)，采用類似已知序列的方式獲取均衡器誤差，可以進(jìn)一步提高均衡效果。此外，在同步報(bào)頭數(shù)據(jù)與數(shù)據(jù)段之間、已知序列數(shù)據(jù)與未知數(shù)據(jù)處理過(guò)程中，對(duì)均衡器緩存內(nèi)各系數(shù)進(jìn)行保存，以保證數(shù)據(jù)處理的連續(xù)性[16-17]。

4 算法仿真結(jié)果分析

采用實(shí)際采集的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)數(shù)據(jù)處理，圖3表示對(duì)均衡前與均衡后的對(duì)比，未經(jīng)過(guò)均衡處理的結(jié)果表明解調(diào)星座圖明顯較差；而經(jīng)過(guò)均衡處理后的解調(diào)星座圖能夠收斂到較好程度。

圖3 基于協(xié)議的解調(diào)處理結(jié)果

圖4和圖5表示解調(diào)處理過(guò)程中12階均衡器系數(shù)收斂曲線。在對(duì)同步報(bào)頭序列通過(guò)均衡訓(xùn)練時(shí)，均衡器在初始的20個(gè)符號(hào)內(nèi)即可達(dá)到收斂。

圖4 均衡器收斂過(guò)程(系數(shù)1～6)

圖5 均衡器收斂過(guò)程(系數(shù)7～12)

經(jīng)過(guò)對(duì)解調(diào)數(shù)據(jù)分析，并進(jìn)行了解擾、解交織等處理，可得到清晰的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，與已知的幀結(jié)構(gòu)相吻合。信令恢復(fù)結(jié)果如圖6所示，通過(guò)信令恢復(fù)結(jié)果可以驗(yàn)證解調(diào)均衡正確性。

圖6 信令解析結(jié)果

5 結(jié)束語(yǔ)

短波單載波串行信號(hào)的均衡技術(shù)是短波信號(hào)處理領(lǐng)域的一項(xiàng)挑戰(zhàn)[18]。本文針對(duì)110A協(xié)議信號(hào)格式與特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了基于協(xié)議的均衡器結(jié)構(gòu)與算法。通過(guò)與未進(jìn)行信道均衡的處理結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，經(jīng)過(guò)均衡處理后星座圖優(yōu)化效果明顯，通過(guò)實(shí)際信號(hào)驗(yàn)證，采用基于協(xié)議的解調(diào)均衡處理方法能夠完成對(duì)整個(gè)時(shí)隙內(nèi)變化調(diào)制樣式信號(hào)的實(shí)時(shí)連續(xù)處理。目前，該處理算法已經(jīng)分別在VPX硬件處理平臺(tái)和現(xiàn)有計(jì)算機(jī)通用硬件平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)，因此具有較高的實(shí)用價(jià)值。