肖蕙蕙，閻江超，郭 強(qiáng)，李 山

（重慶理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，重慶 400054）

三相VIENNA整流器因其開關(guān)器件少、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、諧波含量少、開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力低、功率因數(shù)高、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)［1-2］，已被應(yīng)用于航空電源、風(fēng)力發(fā)電和電動(dòng)汽車充電樁等方面［3-5］。隨著對(duì) VIENNA整流器研究的不斷深入，國(guó)內(nèi)外學(xué)者相繼提出了一些控制策略和調(diào)制方法。文獻(xiàn)［6］將滯環(huán)控制方法運(yùn)用到VIENNA整流器拓?fù)?，同時(shí)采用空間矢量調(diào)制方式，使系統(tǒng)穩(wěn)定性得到提高。但其運(yùn)行狀態(tài)具有隨機(jī)性，且濾波器設(shè)計(jì)過于復(fù)雜。文獻(xiàn)［7］基于VIENNA整流器平均d-q模型，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下采用PI控制方法，控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，穩(wěn)定性好，但電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性一般。文獻(xiàn)［8］和［9］均采用單周期控制策略，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)，但對(duì)采樣和積分器的復(fù)位速度要求較高。文獻(xiàn)［10-12］通過分析VIENNA整流器空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)，提出三電平向兩電平等效轉(zhuǎn)換的方法，避免了傳統(tǒng)三電平調(diào)制中大量三角函數(shù)運(yùn)算。為降低成本，文獻(xiàn)［13］提出一種無(wú)電流傳感器控制方案，可在無(wú)需任何電流信息條件下實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)電壓的控制，但是該系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能受到影響。以上控制策略在一定程度上優(yōu)化了VIENNA整流器性能，但也存在控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，參數(shù)整定困難，動(dòng)態(tài)性能較差等問題。為克服這些缺點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)了基于滑模變結(jié)構(gòu)的直接功率控制策略，進(jìn)一步改善了VIENNA整流器性能。

滑?？刂颇鼙ＷC系統(tǒng)在受到參數(shù)攝動(dòng)和外部干擾的情況下保持不變性，作為非線性系統(tǒng)的有效控制方法，它具有算法簡(jiǎn)單、響應(yīng)速度快、抗干擾性強(qiáng)、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)［14］。已有文獻(xiàn)將滑模控制應(yīng)用在逆變器控制策略中［15］，文獻(xiàn)［16-17］將滑?？刂茟?yīng)用于PWM整流器。為此，本文通過分析三相VIENNA整流器的電路拓?fù)?，設(shè)計(jì)了基于滑模變結(jié)構(gòu)的直接功率控制策略，并利用正負(fù)小矢量相互抵消來(lái)動(dòng)態(tài)平衡中點(diǎn)電位；此外，針對(duì)VIENNA整流器啟動(dòng)過程中存在沖擊電流過大的問題，提出一種分段啟動(dòng)控制策略，有效抑制啟動(dòng)電流；最后，在Matlab／Simulink軟件平臺(tái)上進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

1 VIENNA整流器主電路及數(shù)學(xué)模型

三相VIENNA整流器電路主拓?fù)淙鐖D1所示，其中ea、eb、ec表示三相輸入電源；R表示線路等效電阻；L表示三相濾波電感；C1、C2表示直流側(cè)濾波電容；Udc1、Udc2分別表示直流側(cè)串聯(lián)電容端電壓；RL表示負(fù)載；Udc表示整流器輸出電壓；Sa、b、c表示由 1個(gè)IGBT和4個(gè)二極管組成的雙向功率開關(guān)管；此外，每相橋臂中包括兩個(gè)快恢復(fù)二極管。

圖1 三相VIENNA整流器主拓?fù)鋱D

圖2 VIENNA整流器等效開關(guān)模型

假設(shè)電網(wǎng)電壓平衡，同時(shí)直流側(cè)中點(diǎn)電位保持平衡，忽略開關(guān)管中的高頻諧波分量，此時(shí)直流側(cè)中點(diǎn)O與輸入三相電源的中點(diǎn)N等電位。根據(jù)VIENNA整流器的工作原理［18］，雙向功率開關(guān)可近似為一個(gè)單刀三擲開關(guān)，建立其等效開關(guān)模型，如圖2所示。引入開關(guān)函數(shù)SK表示各相開關(guān)電位狀態(tài)，各開關(guān)電位規(guī)定為：

基于三相電網(wǎng)電壓平衡，由基爾霍夫定律得到VIENNA整流器在d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

式中：ed、eq表示兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)電壓；id、iq表示兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)輸入電流。由式（2）可得到VIENNA整流器在d-q坐標(biāo)系下的等效電路模型，如圖3所示。

根據(jù)瞬時(shí)功率理論［19］，VIENNA整流器的輸入瞬時(shí)有功功率P和無(wú)功功率Q的表達(dá)式為：

在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，使d軸初始相位角等于零，將d軸與電網(wǎng)參考電壓矢量重合，則電壓q軸分量為零：eq＝0，對(duì)式（3）進(jìn)行計(jì)算可得：

將式（4）代入式（2），整合直流側(cè)串電容，得到有功功率P和無(wú)功功率Q的數(shù)學(xué)模型：

圖3 d-q坐標(biāo)系下等效電路

2 VIENNA整流器控制策略

2.1 功率內(nèi)環(huán)控制策略

VIENNA整流器的功率內(nèi)環(huán)選取PI調(diào)節(jié)器，設(shè)計(jì)方法與傳統(tǒng)三電平類似。由圖3和式（5）不難看出：系統(tǒng)模型中存在耦合項(xiàng)ωLQ和ωLP，使得在d-q坐標(biāo)系下系統(tǒng)仍具有非線性、強(qiáng)耦合的特點(diǎn)。為消除耦合項(xiàng)影響，在對(duì)功率內(nèi)環(huán)進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)采取前饋解耦的控制策略。功率內(nèi)環(huán)解耦控制框圖如圖4所示，其中d軸是有功功率參考軸，q軸是無(wú)功功率參考軸，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)VIENNA整流器有功、無(wú)功分量的獨(dú)立控制。

圖4 功率解耦控制框圖

P、Q分量經(jīng)前饋解耦后將系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為線性結(jié)構(gòu)，為使系統(tǒng)運(yùn)行在單位功率因數(shù)下，令Qref＝0。以圖4中PI調(diào)節(jié)器作為功率內(nèi)環(huán)控制器，得到VIENNA整流器功率內(nèi)環(huán)控制器的數(shù)學(xué)模型為：

2.2 電壓外環(huán)控制策略

為保證VIENNA整流器工作在單位功率因數(shù)，系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)其無(wú)功功率分量為0，即：Qref＝Q＝0。在任一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，忽略電路損耗，系統(tǒng)輸入、輸出功率相等，得到：

在式（7）中：Pac是整流器網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)輸入功率；Pdc是整流器直流側(cè)瞬時(shí)輸出功率，整理上式得：

依據(jù)文獻(xiàn)［20］中對(duì)滑模面的選取原則，Udc作為功率外環(huán)的直接控制量，設(shè)計(jì)選取滑模切換面S為：

式中：K表示不為0的控制參數(shù)；在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，相對(duì)于功率內(nèi)環(huán)，直流電壓的參考值Udcref為定值，則＝0；將式（8）代入式（9）得：

需要選擇合適控制規(guī)律使開關(guān)函數(shù)滿足廣義滑模條件。對(duì)S進(jìn)行分析：當(dāng)S＞0時(shí)，Pref＞P，為滿足可達(dá)條件，需要選擇合適的控制量增大P，使得 d S／d t＜0；當(dāng) S＜0時(shí)，Pref＜P，為滿足可達(dá)條件，需要選擇合適控制量減小 P，使得 d S／d t＞0；系統(tǒng)輸出功率要時(shí)刻跟隨給定功率，同時(shí)為滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性要求，內(nèi)環(huán)帶寬要大于外環(huán)帶寬。本文通過調(diào)節(jié)功率內(nèi)環(huán)PI控制器參數(shù)就能夠滿足以上要求。

2.3 直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡控制策略

VIENNA整流器電壓矢量與扇區(qū)空間分布如圖5所示，從圖中可以發(fā)現(xiàn)整個(gè)電壓空間矢量被均分為6個(gè)大扇區(qū)，在每個(gè)大扇區(qū)里又分成6個(gè)小扇區(qū)，共27個(gè)基本矢量，按照幅值的大小分為零矢量、小矢量、中矢量和大矢量4類［21］。

零矢量和大矢量對(duì)VIENNA整流器直流側(cè)電容中點(diǎn)電位不產(chǎn)生任何影響，中矢量產(chǎn)生的影響無(wú)法消除，而正、負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響剛好相反［22］，因此可以通過合理選擇正負(fù)小矢量的作用時(shí)間來(lái)達(dá)到中點(diǎn)電位平衡的目標(biāo)。

圖5 電壓矢量與扇區(qū)分布

如圖5所示，給定參考電壓矢量Uref位于第Ⅰ大扇區(qū)的第1小扇區(qū)，定義直流側(cè)串聯(lián)電容的電壓差為：

電容電壓差ΔUdc經(jīng)PI控制器，得到平衡因子 f，其取值限定在［-1，＋1］之間。

由整流器的實(shí)際工作情況，改變平衡因子f的大小，從而調(diào)整正負(fù)小矢量的作用時(shí)間，令調(diào)整公式為：

式中：Tp表示正小矢量的作用時(shí)間；Tn表示負(fù)小矢量的作用時(shí)間；Tz表示正負(fù)小矢量作用時(shí)間之和。

分析式（14）可知：當(dāng) Udc1＞Udc2，即當(dāng) ΔUdc＞0時(shí)，使平衡因子f大于0，這樣正小矢量的作用時(shí)間就會(huì)減少，而負(fù)小矢量的作用時(shí)間會(huì)相應(yīng)增大，上下電容的充電時(shí)間得以重新調(diào)整，最終實(shí)現(xiàn)兩電容電壓的平衡。同理，分析可得 ΔUdc＜0的情況。

圖6 VIENNA整流器的系統(tǒng)控制框圖

3 VIENNA整流器軟起動(dòng)控制策略

VIENNA整流器在上電之前，直流側(cè)電容電壓為0，當(dāng)系統(tǒng)啟動(dòng)瞬間，輸出電壓給定值Udcref和反饋電壓Udc存在較大的偏差，在進(jìn)入電壓外環(huán)滑?？刂破骱?，使得d軸有功功率的給定值Pref激增，經(jīng)過式（6），不難看出d軸電壓的變化率達(dá)到較大數(shù)值，導(dǎo)致d軸電流的變化率同樣很大，從而產(chǎn)生較大的沖擊電流。為了抑制啟動(dòng)沖擊電流，整流器在啟動(dòng)時(shí)需要增加預(yù)充電環(huán)節(jié)。

本文采用一種三段式啟動(dòng)控制策略，實(shí)現(xiàn)對(duì)VIENNA整流器直流側(cè)大電容預(yù)充。其中，預(yù)充電回路如圖7所示，在VIENNA整流器主電路拓?fù)渲写胍粋€(gè)限流電阻和開關(guān)S。

階段I：在拓?fù)渲写胂蘖麟娮鑂g，開關(guān)Sg處于斷開狀態(tài)，同時(shí)將開關(guān)管Sa、Sb、Sc設(shè)置為關(guān)斷狀態(tài)，以全橋不控整流方式對(duì)直流側(cè)電容C1、C2充電，等效電路如圖8所示，此時(shí)為扇區(qū)I中開關(guān)狀態(tài)001的等效電路，其他開關(guān)狀態(tài)同理可知。不控整流的最大輸出電壓為2.45倍相電壓有效值，此時(shí)最大輸出電壓為539 V，與給定值尚有較大偏差（本文軟起動(dòng)仿真輸入電壓有效值220 V、直流輸出電壓700 V），因此需要繼續(xù)對(duì)電容進(jìn)行充電，進(jìn)入階段II。

圖7 VIENNA整流器預(yù)充電路

圖8 階段I內(nèi)等效電路

階段II：保持限流電阻Rg不變，以開環(huán)PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管對(duì)電容C1、C2充電，如圖9（a）所示。充電一段時(shí)間后，當(dāng)直流側(cè)電流減小到穩(wěn)態(tài)電流的10%，閉合開關(guān)Sg切除限流電阻Rg（電流變化率足夠小時(shí)才不會(huì)產(chǎn)生新的沖擊電流），繼續(xù)給電容充電，如圖9（b）所示。

階段Ⅲ：當(dāng)輸出電容電壓Udc與給定參考值Udcref相近時(shí)，切入負(fù)載和控制環(huán)路，使系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，如圖10所示。需要注意的是：為避免產(chǎn)生新的沖擊電流，切入控制時(shí)外環(huán)SMC電壓的給定值Udcref是以一定斜率逐漸增加至額定輸出電壓的。

圖9 階段Ⅱ內(nèi)等效電路

圖10 階段Ⅲ內(nèi)等效電路

4 系統(tǒng)仿真與結(jié)果分析

為驗(yàn)證所提出控制策略和軟啟動(dòng)方法的可行性及控制參數(shù)設(shè)計(jì)的有效性，基于Matlab／Simulink軟件搭建了仿真模型。三相輸入電壓平衡，系統(tǒng)中各項(xiàng)參數(shù)設(shè)計(jì)如表1所示，對(duì)VIENNA整流器的額定工作狀態(tài)進(jìn)行仿真。

表1 VIENNA整流器系統(tǒng)參數(shù)

圖11所示為系統(tǒng)額定工作狀態(tài)運(yùn)行下的仿真結(jié)果。以A相為例，系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，網(wǎng)側(cè)輸入電流與網(wǎng)側(cè)電壓同相位；系統(tǒng)的功率因數(shù)≥0.996；網(wǎng)側(cè)電流總諧波畸變率（THD）為 1.92%，滿足IEEE519和GB／T1459—1993《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)》標(biāo)準(zhǔn)；圖11（d）所示為直流側(cè)輸出電壓波形，系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)輸出電壓穩(wěn)定在700 V，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖11 未采用軟啟動(dòng)額定負(fù)載運(yùn)行下仿真結(jié)果

針對(duì)VIENNA整流器中點(diǎn)電位波動(dòng)問題，本文采用正負(fù)小矢量相互抵消的控制策略實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位動(dòng)態(tài)平衡，仿真結(jié)果如圖12所示。無(wú)中點(diǎn)電位平衡控制時(shí)，直流側(cè)串聯(lián)電容電位波動(dòng)為1 V，電壓差為6 V；采用中點(diǎn)電位平衡控制策略后，直流側(cè)串聯(lián)電容電位波動(dòng)減小到0.2 V，電壓差減小到0.05 V，實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)電位平衡。

VIENNA整流器存在啟動(dòng)沖擊電流過大的問題。為此，保持系統(tǒng)仿真參數(shù)不變，采用三段式啟動(dòng)控制策略，實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)大電容預(yù)充，抑制啟動(dòng)沖擊電流，仿真結(jié)果如圖13所示。未采用軟啟動(dòng)控制時(shí)輸入電流明顯存在啟動(dòng)沖擊現(xiàn)象，最大沖擊電流高達(dá)273.2 A，同時(shí)輸出電壓也存在超調(diào)現(xiàn)象；采用軟啟動(dòng)控制后，最大輸入電流被限制在24.5 A以內(nèi)，輸出電壓也能平穩(wěn)過渡到穩(wěn)態(tài)。

圖12 直流側(cè)中點(diǎn)電位仿真波形

圖13 輸出電壓及輸入電流仿真波形

5 結(jié)束語(yǔ)

本文通過分析三相VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，建立其數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)了一種雙閉環(huán)SMC-PI直接功率控制策略。并基于空間矢量脈寬調(diào)制理論，引入平衡因子實(shí)現(xiàn)直流側(cè)中點(diǎn)電位的平衡。利用Matlab／Simulink仿真軟件，驗(yàn)證了SMC-PI控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)在單位功率因數(shù)運(yùn)行；直流輸出側(cè)電壓穩(wěn)定，無(wú)靜差；網(wǎng)側(cè)輸入電流THD值＜5%；系統(tǒng)具有良好的動(dòng)、穩(wěn)態(tài)性能。同時(shí)，針對(duì)啟動(dòng)沖擊電流過大的問題，設(shè)計(jì)了三段式軟啟動(dòng)控制策略，將最大啟動(dòng)電流從273.2 A限制到24.5 A，保證輸入電流和輸出電壓均平穩(wěn)過渡到穩(wěn)態(tài)，完成對(duì)VIENNA整流器的軟啟動(dòng)。