張永杰，孟慶凡，趙 煜

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍92493部隊，遼寧 葫蘆島 125000)

0 引言

未來無線通信系統(tǒng)面臨傳統(tǒng)頻譜資源短缺與無線業(yè)務需求爆炸性增長的瓶頸問題，擁有豐富可用頻譜資源的毫米波通信成為下一代無線寬帶通信的有效選擇[1]。美國AIRLINX、日本NEC及俄羅斯Elva-1等公司推出了無線“虛擬光纖”——毫米波千兆無線設(shè)備，國內(nèi)也開展了相關(guān)研究和設(shè)備研制工作，文獻[2-7]重點對毫米波高速調(diào)制解調(diào)器進行了研究。作為千兆調(diào)制解調(diào)器的核心處理步驟，定時同步的精度直接決定了系統(tǒng)性能。同時，對于千兆量級的高速數(shù)據(jù)傳輸，現(xiàn)有處理器均不能支持實施串行處理。本文旨在結(jié)合實際工程指標，在現(xiàn)有硬件平臺處理能力基礎(chǔ)上，選擇合適的信號處理架構(gòu)與適宜工程實現(xiàn)的算法，完成毫米波千兆調(diào)制解調(diào)器中的定時同步研究。

1 調(diào)制模塊設(shè)計

調(diào)制模塊主要完成輸入數(shù)據(jù)的前向糾錯編碼、數(shù)據(jù)組幀、基帶成形濾波和數(shù)字上變頻等功能，圖1為調(diào)制模塊數(shù)字信號處理流程。

其中，前導序列和LP序列均采用IQ兩路相同的QPSK調(diào)制方式，輸入數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為QPSK，16QAM，64QAM等可選。

圖1 調(diào)制端數(shù)字處理流程

幀結(jié)構(gòu)設(shè)計兼顧連續(xù)傳輸和突發(fā)傳輸，同時考慮系統(tǒng)時鐘穩(wěn)定度、載頻捕獲范圍、寬帶信號傳輸、抗多徑能力和算法復雜度等因素。數(shù)據(jù)幀由前導序列、LP序列和數(shù)據(jù)序列3部分組成。數(shù)據(jù)幀組成圖如圖2所示。

前導序列由4個SP序列組成，每個SP序列由32個符號構(gòu)成。根據(jù)SP序列的相關(guān)性，尋找相關(guān)峰得到SP序列的起始位置，可實現(xiàn)信號幀頭預同步，為粗載波頻偏估計做準備。

LP序列由兩段511符號的PN序列及130符號的循環(huán)前綴CP組成，總長度為1 152符號，剛好為8的整數(shù)倍，方便并行結(jié)構(gòu)處理。根據(jù)采樣點和原始LP序列進行相關(guān)運算，依據(jù)相關(guān)峰可以精確找到LP序列的起始位置，同時可以根據(jù)序列的長度進行數(shù)據(jù)幀的精確劃分，實現(xiàn)數(shù)據(jù)段的精確同步，為定時同步提供起始基準。

數(shù)據(jù)序列由n個數(shù)據(jù)段組成，n可根據(jù)編碼方式、傳輸效率和信道變化選擇。傳輸數(shù)據(jù)序列由幀頭UW獨特字和傳輸數(shù)據(jù)以及幀尾UW獨特字組成，每個數(shù)據(jù)幀構(gòu)成一個帶循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)幀，UW獨特字長為128符號，每個數(shù)據(jù)幀傳輸有效數(shù)據(jù)896符號。

圖2 數(shù)據(jù)幀組成圖

2 并行定時同步算法

2.1 解調(diào)端信號流程

解調(diào)端數(shù)字處理流程如圖3所示。A/D采樣輸入并行數(shù)字中頻信號經(jīng)能量增益控制、并行數(shù)字下變頻、并行匹配濾波、并行時鐘恢復、并行載波頻偏粗估計、并行信道估計與均衡、載波相位糾正、星座點逆映射和信道譯碼后輸出。由于系統(tǒng)數(shù)據(jù)傳輸速率較高，以上數(shù)字電路部分均采用8路并行處理。

圖3 解調(diào)端數(shù)字處理流程

2.2 前向定時恢復算法

傳統(tǒng)的定時同步方法主要有反饋式和前饋式兩種[8]，其主要區(qū)別在于同步環(huán)路是否構(gòu)成閉環(huán)反饋結(jié)構(gòu)。典型的反饋式同步算法為Gardener定時同步算法[9]，其同步建立時間長，適用于連續(xù)通信[10]。典型的前饋式定時同步算法為非線性變換法[11]，適用于突發(fā)通信，而且工程實現(xiàn)電路簡單。

本文采用前饋結(jié)構(gòu)的定時恢復算法，收斂速度快、解調(diào)延時也很小，能夠獨立完成每一幀數(shù)據(jù)的定時恢復，原理框圖如圖4所示。

圖4 前饋結(jié)構(gòu)定時恢復原理框圖

采用Oerder.M和Myer.H提出的數(shù)字濾波平方算法[11]，設(shè)符號周期為T，采樣時鐘Ts=T/N，對每接收到的LN個采樣數(shù)據(jù)，先進行平方運算，然后計算傅里葉系數(shù)得到符號速率1/T處的頻譜分量：

(1)

(2)

觀察式(1)和式(2)發(fā)現(xiàn)，該算法對于載波頻率和相位不敏感，可以先于載波恢復。若接收數(shù)據(jù)采用4倍過采樣，則式(2)等效于

(3)

2.3 算法適應性分析

該算法對輸入的LN個采樣點(N倍過采樣，符號數(shù)為L)，統(tǒng)一計算得到一個采樣時鐘偏差，并用這個時鐘偏差進行插值得到最佳采樣點，然后每N個點選擇一個最佳點作為輸出。那么對于這L個輸入符號，要求其第一個符號與最后一個符號的最佳點偏移不超過1/8，低信噪比條件下要求不超過1/32。如果定時恢復算法得到采樣時鐘偏差μ，第一個符號經(jīng)過插值后得到最佳采樣點，那么經(jīng)過L個符號周期之后，由于采用時鐘偏差的引入導致最后一個符號偏離最佳采樣點1/4時，則最后一個符號的輸出變成過渡點，因此采樣時鐘偏移的范圍與輸入的數(shù)據(jù)幀長度相關(guān)。輸入數(shù)據(jù)幀長度越長，要求采樣時鐘偏差越小，否則第一個符號與最后一個符號的最佳點偏移越大。

2.4 并行定時恢復算法實現(xiàn)

當N=4時，式(1)的運算可等效為通過傳遞函數(shù)為H(z)=jz-1/(1-jz-1)的IIR濾波器[13]，可減少運算量。式(2)中求反正切運算采用標旋轉(zhuǎn)數(shù)字計算(CORDIC)算法實現(xiàn)[14]。4倍過采樣的8路并行數(shù)據(jù)定時誤差檢測實現(xiàn)框圖如圖5所示。

圖5 八路并行定時誤差檢測實現(xiàn)框圖

內(nèi)插控制單元的作用是為8路并行內(nèi)插器提供內(nèi)插數(shù)據(jù)和內(nèi)插濾波器系數(shù)。內(nèi)插運算利用Ni個采樣點計算出一個插值點時，內(nèi)插控制單元提供長度為8+Ni-1的數(shù)據(jù)緩存區(qū)，將緩存區(qū)中的后Ni-1個數(shù)據(jù)依次移到最前端，從Ni個數(shù)據(jù)開始更新為輸入的8個數(shù)據(jù)，其更新方程為：

(4)

式中，din(iTs)表示輸入數(shù)據(jù)，dici(iTs)表示緩存區(qū)中數(shù)據(jù)。其輸出給并行內(nèi)插器的8路數(shù)據(jù)為：

rj(iTs)=dici[(i+j-1)Ts],
i=1,2,…,Ni,j=1,2,…,8，

(5)

式中，rj(iTs)表示輸出給第j個內(nèi)插器的第i個數(shù)據(jù)。

并行插值運算公式為[15]：

(6)

式中，hI為內(nèi)插濾波器的時域響應[16-17]，mn,j與μn,j分別為第j個內(nèi)插器的插值估值整數(shù)部分與分數(shù)部分。8個并行內(nèi)插器的輸出與已知的UW相關(guān)，相關(guān)峰最大的作為輸出[18]。

3 仿真驗證

系統(tǒng)采用64QAM調(diào)制，數(shù)據(jù)傳輸符號速率為250 Msps。在接收端對接收信號采用近似4倍過采樣fs/f=4.000 2，fs為采樣速率，f為符號速率。載波頻率偏差1.530 MHz(相當于0.613%符號速率，約0.153%采樣速率)，相位偏差70°。AWGN信道SNR=26 dB，對應于64QAM調(diào)制Eb/N0=18.22 dB。

前向定時估計的仿真如圖6所示，可以看到時鐘偏差整體是逐步遞增的，符合過采樣率為4.000 2的情況。

圖6 采樣時鐘偏差估計

定時恢復之后星座圖如圖7所示，可以看出定時恢復良好，星座點已分離，只剩余相位偏差。

圖7 定時恢復之后星座圖

4 結(jié)束語

本文主要采用多路并行處理、前饋定時恢復結(jié)構(gòu)以及數(shù)字濾波平方算法，完成了毫米波千兆調(diào)制解調(diào)器中的定時同步研究。從工程實現(xiàn)角度，設(shè)計了調(diào)制端的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)和解調(diào)端的并行定時恢復實現(xiàn)方式，分析了算法對采樣時鐘穩(wěn)定度的要求。該研究解決了千兆突發(fā)傳輸?shù)目焖俣〞r同步問題，以及實現(xiàn)復雜度與硬件處理能力間的矛盾，已在實際中得到成功應用。