楊深欽，何 笠，孫 盼，吳旭升

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雙邊LCCL無線電能傳輸系統(tǒng)參數設計方法研究

楊深欽，何 笠，孫 盼，吳旭升

（海軍工程大學電氣工程學院，武漢 430033）

本文分析了感應式無線電能傳輸（ICPT）技術中雙邊LCCL諧振網絡的特性及工作原理，基于此原理提出了一種結合Ansoft 16.0軟件的雙邊LCCL諧振網絡的參數設計方法，該方法在分析中利用單匝線圈代替實際應用中的多匝線圈，簡化了設計流程。利用此方法可實現(xiàn)發(fā)射線圈電流在特定頻率點的恒定輸出，形成穩(wěn)定交變磁場，不受負載和耦合系數的影響。提出一種通過調節(jié)初級側補償電容實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）的方法。設計了一臺10 kW無線電能傳輸樣機，驗證了所提特性和參數計算方法的可行性和正確性。

感應式無線電能傳輸 雙邊諧振 參數設計

0 引言

無線電能傳輸（Wireless Power Transfer，WPT）技術因其供電端與受電端無直接電氣連接，使得用電設備的靈活性大為提高，其在新能源交通、水下探測、礦井設備及人體植入式醫(yī)療等特殊場合具有廣闊的應用前景[1]。感應式無線電能傳輸（Inductive Contactless Power Transfer，ICPT）技術采用電磁感應原理實現(xiàn)電能從初級線圈到次級線圈的無線傳輸，是一種發(fā)展較為成熟的無線電能傳輸方式。由于ICPT系統(tǒng)初、次級線圈之間無直接接觸且存在較大的間隙，使得間隙之間存在較大的漏感，降低了系統(tǒng)的互感系數，隨著初級線圈和次級線圈間隔和徑向偏移的增大，漏感會急劇增大互感系數會隨之急劇減?。磺矣捎趥鬏斁€圈的存在，使得整個電路呈感性，功率因數較低，影響系統(tǒng)傳輸功率和效率。因此，需要在系統(tǒng)中增加諧振補償結構，以提高系統(tǒng)功率因數，應用比較廣泛的補償結構有：串聯(lián)—串聯(lián)（SS）、并聯(lián)—串聯(lián)（PS）、串聯(lián)—并聯(lián)（SP）以及并聯(lián)—并聯(lián)（PP）。

近年，國內外學者對高階諧振補償結構也開展了研究，如LLCL和LCL結構[2,3]，但對于LCCL諧振補償結構的研究，目前還比較匱乏。文獻[4]中提出了一種LCCL諧振網絡的參數設計方法，通過該方法可以使諧振網絡逆變模塊在開關時刻瞬時電流值為零，實現(xiàn)ZCS。但對于MOSFET而言，ZCS并非是其最理想的開關狀態(tài)，為使系統(tǒng)開關損耗最小，應使逆變模塊工作在ZVS狀態(tài)[5]。

本文主要研究了LCCL諧振拓撲的參數設計，對其電路結構及工作原理展開分析，根據分析結果結合Ansoft16.0有限元仿真軟件提出了一種LCCL參數設計方法。通過該方法，當工作在某特定頻率時系統(tǒng)接近單位功率因數狀態(tài)，并實現(xiàn)了該頻率下初級側線圈電流的恒定輸出及全橋逆變電路的，ICPT系統(tǒng)的傳輸效率得到提高。最后對該方法進行了實驗驗證。

1 雙邊LCCL諧振補償電路原理及特性分析

圖1所示為諧振補償網絡拓撲結構圖，初級側為功率MOSFET構成的橋式逆變電路；次級測為整流二極管構成的橋式整流電路，定義初、次級線圈的匝數比為：

圖2 初級側LCCL簡化模型

當系統(tǒng)輸入電流可表示為：

其中：，,和中電流、電壓基波分量的向量形式。

則整個諧振網絡為阻性網絡，系統(tǒng)工作在單位功率因數狀態(tài)。同理可對次級側LCCL網絡展開分析，最終得到雙邊LCCL結構的諧振條件為：

將次級側折算至初級側，得到雙邊LCCL諧振網絡的型等效電路,如圖3所示。其中，L表示勵磁電感且L=·1，為初、次級線圈的耦合系數，型等效電路右側所示的值均為次級側的折算值。

圖3 雙邊LCCL補償網絡型等效電路

根據疊加原理，對電路狀態(tài)進行分析[6]，電流下標與表示和′分別作用時各支路電流的值。

當單獨作用時，若0，1與1，2與2分別構成并聯(lián)諧振網絡，可得：

同理可分析′單獨作用時各參數的表達式。負載為純阻性時，與′相角相同，令相角為0，則輸入電壓與輸入電流相角相同，即系統(tǒng)呈純阻性。當=0時，逆變模塊輸出的功率可以表示如下：

根據式（7）可知：在雙邊LCCL諧振補償網絡中，系統(tǒng)如果工作在諧振頻率且能明確各電感值，可以通過調節(jié)電壓，實現(xiàn)功率的恒定輸出。

2 LCCL諧振網絡ZVS實現(xiàn)方法

按照以上分析配置線圈和諧振網絡后，系統(tǒng)將呈純阻性。而對于全橋逆變電路，其的實現(xiàn)有賴于在MOSFET導通之前使其反并聯(lián)的二極管導通，即保證同一橋臂中另一MOSFET的關斷電流為正值，此時需滿足系統(tǒng)輸入阻抗呈感性[7]，而感性程度的增加又會降低傳輸系統(tǒng)的功率因數。因此，需精確調整調節(jié)電路元件的參數以保持取合適值。根據上文分析，通過調整C或C來改變系統(tǒng)的阻抗特性的方法在實際應用中更為便利，本文選擇調整C來實現(xiàn)。

首先分析當C改變時流過電感1的電流的基波分量。為示區(qū)分，記調整C后流過電感1的電流的基波分量為與，根據上文分析，若頻率仍維持0不變，由于1與1，2與2構成并聯(lián)諧振網絡，=。而將不再為零。結合式型等效電路圖，其值可表示如下：

因此，此時1上電流的基波分量表達式如式（9）所示。

則關斷電流中的高頻分量可表示如下：

在實際全橋逆變電路中，死區(qū)時間t應大于MOSFET輸出電容C充放電一次所需時間，通常取t=2[8]，即：

其中C為MOSFET數據手冊給出的C的等效線性取值。通過以上分析結論，即可根據所需的關斷電流值，確定C的值，實現(xiàn)逆變模塊的。

3 諧振網絡參數設計

根據上文分析結果，設計一個在85 kHZ頻率下額定輸出功率為10 kW的無線電能傳輸系統(tǒng)。為切合大功率無線電能傳輸在電動汽車充電等場合的實際應用，減少漏磁，提高傳輸效率，本設計采用鋁板對線圈進行屏蔽，并在鋁板與線圈之間平鋪一層鐵氧體，以盡可能提高品質因數。初級側線圈面板設計規(guī)格為500 mm*500 mm，次級側線圈面板設計規(guī)格為380*320 mm；設計該系統(tǒng)能在150 mm~200 mm間隙下實現(xiàn)無線電能傳輸，并且當面板發(fā)生100 mm的水平偏移時，仍能實現(xiàn)兩線圈面板的互感系數≥0.1，以保證傳輸效率的穩(wěn)定。

圖4 線圈面板的3D仿真模型

首先根據線圈面板的規(guī)格，利用Ansoft16.0軟件確定發(fā)射、接收線圈的規(guī)格尺寸，線圈面板3D仿真模型如圖4所示。將間隙設定為200 mm，輸入電壓設定為500 V，輸出電壓設定為400 V,將線圈寬度設為變量，對其進行參數掃描，并計算兩線圈面板的互感系數，根據參數掃描的結果，確定初級線圈寬度w=130 mm，次級線圈寬度w=94 mm，此時得到=0.134。

圖5 線圈面板水平偏移仿真曲線

確定初次級感應線圈寬度后，對其水平偏移進行仿真分析，結果如圖5所示?？梢钥闯觯∩衔拇_定的線圈寬度時，當面板沿X軸或Y軸的偏移小于100 mm，可以實現(xiàn)≥0.1，滿設計指標。

為簡化仿真建模過程，在仿真模型中使用單匝銅線代替實際使用的線圈，二者關系如圖6所示。

圖6 仿真線圈與實際線圈參數關系

實際線圈與仿真線圈的關系為如下：

結合上文仿真結果可以得到L0=0.682 μH，L0=0.504 μH。由于初級側，次級側線圈材料相同，取兩側電流密度相等，因此可將兩側電流按照截面積比分配，即：

其中為仿真線圈截面積。由感應耦合原理可知，輸出功率可表示如下：

將上文中仿真得出的w，w的參數結合式（14）~式（16），得到I0=516 A，I0=416 A。由于實際線圈中采用相同規(guī)格的利茲線，因此初、次級感應線圈電流密度仍可視為相等，即：

當J取經驗值4~6 A/mm2時，根據面板與利茲線的實際規(guī)格，確定本設計線圈匝數為1=18，2=13。按此方式分別繞制初、次級感應線圈，測量得到兩線圈的實際值為：L=246 μH，L=88 μH，互感系數=0.175。

進而根據上文推導的結論計算LCCL諧振網絡其它參數。首先取LCCL雙邊對稱情況以計算1，此時取U=500 V，U=400 V，L與L均取246 μH。則根據式（7）可得：

繼而可以得到1，2，2，C以及待調整的初級側補償電感C的值，如表1所示。

表1 雙邊LCCL諧振網絡設計參數

根據前文分析結果，需對C做出相應調整以實現(xiàn)全橋逆變電路的。根據本系統(tǒng)的電壓、電流及功率參數，本設計選用SCT3040KL碳化硅功率MOSFET構成全橋逆變電路，根據該管寄生電容及充放電時間等參數，取死區(qū)時間為450 ns，可得關斷電流最小值應為i=1 A，取i=2 A，并且可以得到C調整后的值′=17 nF。

4 實驗驗證

為驗證本文雙邊LCCL諧振網絡的參數計算方法及其數學模型的正確性，按上文確定的參數搭建了實驗平臺，圖7為按上文確定的規(guī)格制造的發(fā)射與接收面板。

圖7 根據設計規(guī)格制造的充電面板

圖8 實驗測得的MOSFET的電壓波形

圖8為500 W輸出功率下的實驗波形。1通道為全橋逆變模塊單個MOSFET的驅動電壓V，2通道為同一MOSFET的漏源電壓V，由該圖可見，在逆變器開通瞬間，電壓已經降至0，實現(xiàn)了ZVS。

圖9 當負載變化時i，i和U的波形

圖9為次級側負載發(fā)生變化時i，i和U的波形，其中U為負載電壓。由圖可知在輸出端負載阻值由33.4 Ω變化為7.7 Ω時，次級線圈電流i和負載電壓U有明顯下降，但初級側電流i保持不變，證明了上文特性分析和參數設計方法的正確性。為驗證系統(tǒng)的運行穩(wěn)定性，取初、次級充電面板間隙為170 mm，利用功率分析儀分別測量傳輸效率。圖10中2表示逆變模塊到負載的傳輸效率，由圖可知，當負載變化時，傳輸效率基本維持不變，且在較大的傳輸距離下，仍能保持91%以上的傳輸效率，驗證了利用本方法所設計ICPT系統(tǒng)的穩(wěn)定性與可靠性。

圖10 不同負載下系統(tǒng)的傳輸效率

5 小結

本文分析了ICPT系統(tǒng)中雙邊LCCL諧振網絡的電路原理及其特性，提出了一種結合Ansoft16.0仿真軟件的網絡參數設計方法，利用該方法實現(xiàn)了初級側線圈電流的恒定輸出與逆變模塊的ZVS，降低了MOSFET的開關損耗，提高了ICPT系統(tǒng)傳輸效率與傳輸穩(wěn)定性。最后，利用所提參數設計方法搭建了實驗平臺，驗證了該方法的正確性及可行性。

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Resonant Network Analysis and Parameter Design of Bilateral LCCL Radio Energy Transmission System

Yang Shenqin, He Li, Sun Pan, Wu Xusheng

(College of Electrical Engineering, Naval University of Engineering, Wuhan 430033, China)

TM721

A

1003-4862（2019）01-0017-05

2018-09-28

楊深欽（1992-），男，碩士研究生。研究方向：無線電能傳輸技術。E-mail: heli_421@163.com

何笠（1991-），男，講師。研究方向：無線電能傳輸技術。E-mail: heli_421@163.com