寧波中車時代傳感技術有限公司，浙江寧波 315021

一、前言

在傳統(tǒng)的電力領域，因為主要的電流形式為工頻交流電流，對于電流、電壓的檢測、控制和對電能的計算方面，絕大部分采用的是常規(guī)的電流互感器和電壓互感器。近些年來，我國正在越來越廣泛地應用高壓直流（HVDC）輸電系統(tǒng)，具備更大的傳送容量、更小的損耗、更遠的傳送距離，而且避免了交流輸電的不穩(wěn)定性。但是，當該系統(tǒng)處于雙極電流不對稱運行或者單極大地回線運行這兩種情況下，在接地極會有巨大的直流電流注入大地，而從大地回流的直流又會通過變壓器中性點接地線進一步侵入交流系統(tǒng)，并產(chǎn)生各種危害，尤其是對變壓器造成明顯的直流偏磁影響[1]。此時的變壓器噪聲、振動加大，電壓波形變差，大量諧波產(chǎn)生，各種無功損耗如銅耗、鐵耗等增加。嚴重時，變壓器的內(nèi)外相關部件（如拉板、壓釘、軸向壓板、地腳螺絲等）會松動，包括線圈也會磨損。日積月累，將大大降低變壓器的絕緣、抗短路沖擊能力。通過在線監(jiān)測變壓器中性點的直流電流大小及方向，可以有效監(jiān)測變壓器的直流偏磁程度及直流大地回流在電網(wǎng)內(nèi)的分布狀況[2]。

在線監(jiān)測電網(wǎng)內(nèi)變壓器中性點的直流電流是一個新領域。國內(nèi)缺少變壓器中性點直流電流監(jiān)測設備，也沒有建立相關的標準。在具體實施過程中，還面對一些難點問題：

1、因為是對電網(wǎng)變壓器的中性點進行在線監(jiān)測，這就導致系統(tǒng)中用于電流測量的傳感器，要能長期、穩(wěn)定、可靠地運行在戶外露天環(huán)境下；

2、因為電網(wǎng)系統(tǒng)中存在大量的強電場、強磁場，這就導致傳感器和后續(xù)信號處理單元要有很強的抗電磁干擾能力。

本文針對電網(wǎng)、變電站等戶外電力高壓場所，在這種強電場、強磁場的工作環(huán)境下，如何穩(wěn)定、可靠地進行直流電流傳感測量開展了研究，通過理論分析、仿真計算、試驗等多種手段，確定了直流電流傳感器的最終技術方案，阻斷了各種干擾的傳輸路徑，確保了傳感器工作的穩(wěn)定性、可靠性。

二、電流傳感器測量方案的理論分析

因為該方案中需要測量的是直流電流，所以在討論電流測量方案時可以排除電力系統(tǒng)中常用的交流互感器以及羅氏線圈。目前主要的直流電流測量方案有：分流器原理、直流互感器原理、磁調(diào)制原理、光纖電流傳感器原理、磁平衡式電流傳感器原理和直接放大式電流傳感器原理。

分流器的優(yōu)點在于結構簡單、測量準確、可靠性高，是一種無源器件，且不受外磁場干擾，但因為電阻自身熱功率的影響，一般不用來測量10kA以上的電流。而分流器的劣勢在于應用時要對一次回路進行開斷，導致安裝使用方面的不便，而且存在大電流通過時的插入損耗，帶來了比較嚴重的自熱問題。特別是針對本文討論的情況，因為分流器的一次側和二次側沒有電隔離，所以并不適合在電力系統(tǒng)內(nèi)使用該測量方案。

直流互感器因為其結構簡單，運用可靠，在早期測量系統(tǒng)中經(jīng)常會被采用[3]。但由于互感器體積較大，隔離等級不高，再加上頻帶寬度較窄，測量精度較低，對于快速變化的信號響應速度慢，已經(jīng)很少在現(xiàn)今的直流測量場合使用。

磁調(diào)制測量原理的優(yōu)點是性能穩(wěn)定，與分流器相比插入損耗小，并能承受較大的負載；而其劣勢是內(nèi)部電路和磁路復雜，信號噪聲較大，小量程時的準確度低，不適合測量小電流?？紤]到在變壓器中性點測量場合，我們一般需要測量的是-80A～+80A的直流小電流，因此不適合采用該方案。

光纖電流傳感器（OCT）主要分為兩大類：輻射內(nèi)調(diào)制型OCT（即Active OCT）和電光一磁光型傳感器（即Passive OCT）。

光纖電流傳感器具有電氣絕緣性能高，耐腐蝕性好，頻響快等優(yōu)點，但現(xiàn)階段也仍然存在成本高、光路制造復雜和輸出信號幅值較小等缺點，從而限制了其推廣應用[4]。至今該類電流傳感器仍很少在實際工作場合中得到應用,而已應用產(chǎn)品的穩(wěn)定性也仍需長期觀察?？紤]到我們的目標并不是單純的實驗室研究性質(zhì)，而是需要研發(fā)一款可以投入變電站實際應用的測量裝置。因此，采取光纖電流傳感器的電流測量方案是不合適的。

磁平衡式電流傳感器準確度較高，溫漂小，頻帶范圍寬，響應時間快[5]。但是它的成本較高，體積較大，特別是它的抗過載能力較差，在大電流工作狀態(tài)下，線圈和功率管發(fā)熱較大容易損壞，因此不適合長期在電網(wǎng)的過電流環(huán)境下使用。還有很重要的一點，磁平衡式電流傳感器輸出的是電流信號，自身電流消耗較大，在野外工作環(huán)境下，電流傳感器要求功耗一定要小。因此，本文中的測量裝置也不宜采取磁平衡式原理。

直接放大式電流傳感器由原邊電流導體、磁路（包括霍爾器件）以及電子電路組成，它們被密封安裝在由阻燃自熄的塑料壓注成形的外殼之中。磁路中開有氣隙，霍爾器件安放其中。這種傳感器與磁平衡式電流傳感器相比，減少了一組次邊線圈，因此體積小、成本低、功耗小，而且耐壓等級高，性能穩(wěn)定，但因為缺少次邊線圈來進行閉環(huán)反饋控制，其精度受到溫度變化的一定影響，且動態(tài)響應特性不如磁平衡式電流傳感器。

直接放大式電流傳感器的工作原理是當原邊導體上流過電流時，所產(chǎn)生的磁場由作為磁路的鐵芯聚集，進而使放置在鐵芯氣隙中的線性霍爾器件感應出一個霍爾電勢，并通過次級電路中的信號處理電路放大后輸出電壓信號[6]。

具體來說，當被測電流IP流過原邊回路的導線時，根據(jù)安培環(huán)路定律，一個強的磁場HP將分布在導線周圍，傳感器中的磁路部分會對該磁場產(chǎn)生聚集作用，鐵芯氣隙中的霍爾器件感應到磁場，基于霍爾效應會輸出霍爾電勢Uh。信號處理電路上的運放會對霍爾電勢進行多級電壓放大，最終輸出電壓信號Vs，該信號正比于原邊被測電流值，即Vs∝Uh∝HP∝IP。

綜上所述，這種傳感器原理電路簡單、成本低、過載能力強，在變電站的過電流環(huán)境下不易損壞、可靠性較高，特別是功耗低，適合野外環(huán)境使用。因此，最后確定采用直接放大式電流傳感器。

三、電流傳感器總體設計

電流傳感器總體方案如圖2所示。系統(tǒng)包括傳感器殼體、聚磁鐵芯、磁場采集單元、霍爾激勵單元、低頻濾波單元、放大調(diào)零單元和CPU等。

1、電流傳感器功能

（1）傳感器磁回路設置2個開口氣隙，各自放置一個霍爾器件。兩個霍爾器件通過獨立的模擬電路，輸入到傳感器中CPU的ADC模塊中。這樣就實現(xiàn)了兩通道差分數(shù)據(jù)，當測量正向電流時，通道1信號為正，通道2信號為負，否則反之；

（2）通過兩個差分模擬通道，抵消大部分模擬電路的溫度漂移及電流母排安裝位置引起的影響；

（3）硬件低頻濾波，濾波能力20dB；

（4）軟件低頻濾波，濾波能力40dB。ADC采集頻率1kHz，原始數(shù)據(jù)滑動濾波，再加濾波常數(shù)為0.98的一階數(shù)字濾波；

（5）最大測量直流電流峰值：150A。

2、電流傳感器設計要點：

（1）低功耗設計，總功耗＜250mW；

（2）通訊接口和協(xié)議；

（3）溫度補償設計；

（4）濾波特性設計，＞ 30dB@50Hz；

（5）信號完整性設計，防止交流信號過大時阻塞信號處理通道。

四、 具體硬件設計

電流傳感器總體電路設計包括霍爾激勵電路、磁場采集電路、無源濾波電路、差分放大及零點調(diào)整電路、CPU控制電路、電源電路等組成，如圖3所示。

1、磁場信號采集單元分析

該單元由在兩段鐵芯組成的雙氣隙磁回路中的霍爾器件構成，如圖4所示。根據(jù)現(xiàn)場維護需要設計成可分離式結構，利用自然形成安裝接縫處構成磁場測量面，為具有抵消溫度漂移、降低遠場磁場干擾等作用的差分測量模式。

霍爾器件遵循霍爾效應原理，其公式為：

其中，KH—霍爾系數(shù)，它與半導體材料的厚度和電子濃度等有關。

可以看出，霍爾電勢差正比于電流強度和磁場強度。在電流恒定時，霍爾電勢差與磁場強度成正比。磁場改變方向時，霍爾電勢差也改變符號。因此，霍爾器件可以作為測量磁場的大小和方向的傳感器。

具體到本傳感器中，當電流通過變壓器中性線時，在中性線周圍將產(chǎn)生一磁場，這一磁場的大小與流過中性線的電流成正比, 它可以通過磁芯聚集感應到霍爾器件上并使其有霍爾信號輸出。后續(xù)電路再對該信號進行濾波、數(shù)字化。

2、鐵芯磁路分析

鐵芯磁路如圖5所示。

（1）工作點計算

計算方法1：根據(jù)磁路安培環(huán)路定律，忽略環(huán)路漏磁，得：

其中，L—單個鐵芯中線長度（m），L=0.109m；

H—鐵芯內(nèi)磁場強度（A/m）；

R—空氣磁阻（1/H），R=1.47×107/H ；

I—測量電流（A）；

Φ—磁通量（Wb）；

S—面積（m2），S=13mm×12.5mm=1.625×10-4m2；

B—磁感應強度（T）。

把長度、面積、空氣磁導率等數(shù)據(jù)代入公式，得磁負載方程：

查閱相關軟磁材料鎳基鐵芯u曲線如圖6所示。

曲線橫坐標：H，1.5Oe =120A/M

曲線縱坐標：B，15000Gs=1.5T

如設計要求I最大為80A+交流40A的峰-峰值，最大瞬時電流140A，得圖6下方所示的負載直線，可見，磁路工作點非常低，線性度最佳的區(qū)域，實際在鐵芯中的B=0.03T@140A。

計算方法2：因氣隙磁阻遠大于鐵芯磁阻，可以認為被測電流產(chǎn)生的磁勢降在空氣中。

其中，S=1.625×10-4m2，R=1.47×107H ，同樣可以得到B=0.0293T。

（2）最大電流沖擊造成的剩磁計算

由圖6可知，最大B=0.757T，根據(jù)公式（5），得最大可測電流3616A，小于在應用場景中最大的10000A沖擊影響，應按照最大剩磁Br來計算。

由此得：采用鎳基合金的軟磁鐵芯的傳感器，可能引起的最大零點誤差不超過2.24×10-4/0.0293= 0.76%。

3、霍爾激勵單元分析

運放反饋恒流輸出，設計電流2mA～5mA。根據(jù)霍爾的溫度特性，設置溫度補償二極管。兩個通道單獨設置激勵電路。 見圖3。

圖3中，由N17B、R30、R31、R32組成恒流電路。設Vref= 2.5V；V11管壓降Vd，則有霍爾電流I為：

由于電源電壓較低，為保證電平擺動范圍，選擇運放型號為軌至軌輸出的LMH6643。根據(jù)該運放的技術規(guī)格書，其輸入偏置電流IB的典型值一般為-1.70μA，而選擇R31、R32時要考慮降低運放輸入偏置電流IB的影響，設計流過R32的電流應大于100IB。

設計選型如下：

R31=2.7kΩ，R32=1.2kΩ，R30=180Ω，V11：MMBD7000，Vd≈ 0.55V@0.5mA，25℃；

霍爾內(nèi)阻范圍：450Ω ～ 900Ω，從而得到：

I=3.33mA；

霍爾B3（B4）腳3電壓：0.6V；

霍爾B3（B4）腳1電壓：0.6+0.9I=3.6V；

霍爾輸出共模電壓=2.1V；

符合LMH6643輸出“40mV from rails”和輸入“1V from V+”范圍。

4、溫度漂移特性分析

依據(jù)二極管MMBD7000的技術規(guī)格書，V11的壓降-溫度特性曲線如圖7所示。

依據(jù)霍爾器件的技術規(guī)格書，B3的輸出VH-溫度特性參數(shù)為：-0.06%/℃；

Vref-溫度特性參數(shù)：+100ppm/℃，Vref額定輸出2500mV；

電阻溫度特性參數(shù)：±100ppm/℃。

設計選型如下：

R32、R31為同類特性電阻，其溫度特性可以在除法運算時抵消；

R30為精密電阻，溫漂系數(shù)25ppm，其溫度影響在全溫度范圍內(nèi)小于0.2%，可以不予考慮。

根據(jù)式（6）和式（1），有霍爾輸出為：

其中，KH—霍爾系數(shù)，它與半導體材料的厚度和電子濃度等有關。

根據(jù)霍爾溫度特性，兩者綜合溫度系數(shù)為：1.0011×0.9994-1=0.055%/℃，得最大工作溫度 -10℃～70℃區(qū)間內(nèi)最大溫度漂移±2.2%，即最大測量誤差為±1.76A@滿量程時。

以上分析結論：如需繼續(xù)提高溫度穩(wěn)定性，應采用CPU進行溫度補償計算或提高Vref電壓。而對于零點溫度特性，因兩個通道的電路完全一樣，同在后續(xù)計算中相互抵消。

5、信號調(diào)理電路的分析

電路由無源濾波電路、差分放大及零點調(diào)整電路等組成。如圖3所示。

（1）放大、調(diào)零單元

通過儀表放大器實現(xiàn)放大功能，并由CPU編程輔助調(diào)節(jié)零點，增益微調(diào)通過CPU計算實現(xiàn)。下面確定放大倍數(shù)：

額定測量下，霍爾輸出曲線見圖8。由B=0.03T@140A（含交流40A的峰值），Ic=3.3mA。

可得：VH（max）=80mV/3×3.3mA/5mA=17.6mV。其中，交流分量7.6mV，直流分量10mV。

假設交流分量在后續(xù)的RC濾波中得以大幅度消除，差分放大后的輸出幅度在1.25V±1.15V，則放大倍數(shù)設定為：1.15/0.01=115倍。

根據(jù)差分放大器AD8821參數(shù)，放大倍數(shù)=1+49.4/R，得，R=0.4kΩ。

如最大直流量程為120A，同理可得放大倍數(shù)=115*80/120=76倍，R=0.65kΩ。

（2）低頻濾波單元

RC一階無源濾波，設計濾波能力：30dB@50Hz，下面確定濾波常數(shù)：

由R23、R24、C28、C42、C43組成了無源低頻濾波，設計要求無源濾波特征頻率可從芯片說明書得到。

設計要求濾波特性設計，＞30dB@50Hz，設R23=R24=R=22kΩ，C28=Cd=2.2μF，C42=C43=Cc=0.22μF，則差分頻率為：

由一階濾波理論可得：50Hz下濾波能力為20*log(50/1.5)+3=33dB，可以滿足以上放大倍數(shù)計算的“假設交流分量在后續(xù)的RC濾波中得以大幅度消除”的要求。

6 、CPU單元介紹

CPU選型：采用ADUC812BS，自帶2.5V基準、溫度傳感器、12位ADC、12位DAC、SPI、I2C接口、支持在線編程等功能。CPU擔當以下計算任務：

（1）測量通道1、2的模擬量，轉(zhuǎn)換為雙精度浮點數(shù)；

（2）兩通道相減后進行數(shù)字濾波計算；

（3）根據(jù)調(diào)試單元的命令，設置不同模式。對兩個通道可單獨修改零點和增益；

（4）保留溫度補償措施。

數(shù)字濾波采用算術平均濾波法，濾波長度32次，采集頻率1kHz。

一階濾波法：取a=0.96，本次濾波結果=(1-a)*本次采樣值+a*上次濾波結果。

運用MATLAB等計算工具可知，-3dB處的時間常數(shù)為992ms，即1Hz。折算到50Hz處濾波能力=37dB。

綜合無源濾波部分，則傳感器對50Hz交流的抑制比為70dB，完全可以滿足實際使用。

五、前景及可行性

隨著高壓直流輸電系統(tǒng)的不斷投運，直流輸電系統(tǒng)的設備故障、常規(guī)的預防性檢修，換流站建設初期的單極投運、調(diào)試等日益頻繁，使得直流輸電系統(tǒng)單極大地回線方式或雙極不平衡方式的運行幾率大大提高，變壓器直流偏磁現(xiàn)象頻繁發(fā)生，并且地磁暴也會導致變壓器出現(xiàn)直流偏磁現(xiàn)象。變壓器長時間處于直流偏磁狀態(tài)對變壓器本身及電力系統(tǒng)將造成嚴重的危害。

為解決電力部門面臨的變壓器直流偏磁現(xiàn)象，開展變壓器中性點直流電流在線監(jiān)測在電力系統(tǒng)的實際生產(chǎn)中具有很好的前景及可行性：

（1）通過監(jiān)測流過變壓器中性點直流電流的大小，結合變壓器容量、鐵芯結構及飽和曲線可判斷變壓器直流偏磁程度，通過采取相應措施，避免設備事故發(fā)生；

（2）通過監(jiān)測一定范圍內(nèi)的變壓器中性點直流電流，能夠基本掌握直流電流在交流電網(wǎng)內(nèi)的分布規(guī)律，為更有效地實施抑制措施打下基礎；

（3）長期直流監(jiān)測數(shù)據(jù)的統(tǒng)計分析結果對指導開展變壓器等設備檢修具有重要的參考價值。

六、結論

本文針對電網(wǎng)、變電站等戶外電力高壓場所強電場、強磁場的工作環(huán)境下，如何采用穩(wěn)定、可靠的直流電流在線測量技術進行了研究，分析了各種直流電流測量方法的優(yōu)劣及可行性，采用了特殊結構設計及智能調(diào)試的直接放大式原理，在方便拆卸、維護的同時，加強了對傳感器內(nèi)部核心元件的保護。

為降低一次側流過大電流后的剩磁影響，該傳感器在傳感頭設計上摒棄了傳統(tǒng)上使用的硅基鐵芯，采用了鎳基鐵芯，實際證明，鎳基鐵芯大大降低了電流過流后的剩磁情況。

為提高直流測量精度，消除交流信號影響，在測量方面，傳感器內(nèi)部實現(xiàn)了閉環(huán)控制，提高了測量的精度，在信號處理方面，采用無源濾波與數(shù)字濾波相結合的方式，提高了濾波能力，并設計了溫度補償電路，可有效減小由于溫度變化造成的測量誤差。