楊 歡， 張軍朝， 張俊虎， 霍 平， 馮 靜

(1. 太原理工大學 電氣與動力工程學院， 山西 太原 030024；2. 山西省電氣傳動及物聯(lián)網(wǎng)工程技術研究中心， 山西 太原 030024；3. 太原市城市照明管理處， 山西 太原 030024；4. 山西太原天地方圓電子科技有限公司， 山西 太原 030024)

0 引 言

LED開關電源是LED景觀照明系統(tǒng)中非常重要的部分， 其功率損耗不僅縮短了自身的使用壽命， 且使得LED景觀照明燈節(jié)能、 高效、 環(huán)保的優(yōu)勢不能充分體現(xiàn). 因此， 研究如何降低LED開關電源的功率損耗成為了一項非常重要的課題. 傳統(tǒng)的LED開關電源使用脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation， PWM)方法控制其內部開關， 該方法在重負載情況下能量轉換效率高， 但在輕負載情況下能量轉換效率卻很低[1]. 為克服此缺點， 有學者提出了脈沖跨周期調制(Pulse Skip Modulation， PSM)方法. 該方法憑借跨過某些控制周期， 減少開關次數(shù)進而降低了功率損耗， 但卻存在輸出電壓紋波較大、 易產生音頻噪聲的缺點.

為了在得到良好輸出電壓特性的同時降低LED開關電源損耗， 文獻[2]提出了模糊型跨周期調制(Fuzzy Pulse Skip Modulation, FPSM)方法， 該方法在PSM方法的基礎上， 引入模糊控制的思想， 根據(jù)負載的不同， 選擇合適的占空比對開關進行控制， 提高了響應速度， 但設計難度較大. 文獻[3]提出的控制方法通過將占空比設置為正比于輸出電壓誤差的量， 使得占空比跟隨誤差變化， 在PSM方法的基礎上提高了魯棒性， 但設計較為復雜. 文獻[4]根據(jù)能量平衡思想提出了以負載輕重為依據(jù)， 對占空比進行適當修正的控制方法， 但負載與占空比的匹配過程較為繁瑣. 文獻[5]提出了一種自適應占空比的脈沖跨周期調制方法(Adaptive Pulse Skip Modulation， APSM)， 引入自適應電壓調節(jié)技術來改善電壓紋波， 有一定效果， 但控制較為復雜. 文獻[6]引入脈沖頻率調制方式(Pulse Frequency Modulation， PFM)對PSM方法進行補充， 但PFM方法的引入增加了濾波電路的設計難度. 文獻[7]提出了雙脈沖跨周期調制(Dual Pulse Skip Modulation， DPSM)方法， 通過將預先設定的兩組能量不同的控制脈沖進行組合， 進而對輸出電壓進行調整[8]， 其控制電路簡單、 可靠[9]， 但僅僅有兩組脈沖， 輸出電壓難以達到較高精度[10].

本文在PSM方法的基礎上， 結合DPSM技術的控制思想， 提出一種優(yōu)化型PSM方法， 將電感電流信號引入控制環(huán)[11]， 采用峰值電流控制模式， 根據(jù)輸出電壓誤差的不同， 選擇能量不同的脈沖對開關進行控制， 或者跨過此控制周期， 能量分級按需供給， 以達到功耗低、 輸出電壓紋波小、 避免產生音頻噪聲的目的.

1 傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法控制原理

1.1 傳統(tǒng)PSM方法控制原理

圖 1 所示為傳統(tǒng)PSM方法控制原理圖， 該控制方式以時鐘脈沖作為開關的基本控制信號[12]. 在每一控制周期到來時， 將檢測到的輸出電壓Uo與基準電壓Uref進行比較， 并將比較結果送至觸發(fā)器對開關進行控制. 當Uo≥Uref時， 比較器輸出低電平以跨過此控制周期； 當Uo

圖 1 傳統(tǒng)PSM方法控制原理圖Fig.1 Schematic diagram of traditional PSM controlling method

1.2 優(yōu)化型PSM方法控制原理

本文提出的優(yōu)化型PSM方法在已有PSM方法的基礎上， 結合DPSM技術的控制思想， 在負載較輕的情況下， 通過判斷Uo與Uref、Uref-eL及Uref-eH的大小關系， 以誤差e所在范圍為參考標準， 選擇ilimL,ilimM或ilimH作為電感電流iL的峰值參考電流值， 以產生能量由小逐漸增大的脈沖UpL,UpM,UpH對開關進行控制， 或在判斷跨過周期數(shù)是否達到[int(f/20)-1]后， 選擇跨過本控制周期或以脈沖UpL控制開關.

優(yōu)化型PSM方法的控制原理如下：當負載電流io低于閾值電流im時， 視為輕負載情況， 以優(yōu)化型PSM方法控制開關， 在時鐘脈沖上升沿到來之際， 將Uo與Uref,Uref-eL及Uref-eH進行比較， 當Uref-eL≤UoeH時， 以脈沖UpH控制本周期； 當Uo>Uref， 且跨過周期數(shù)未達到[int(f/20)-1]時， 跨過本控制周期； 當Uo>Uref， 且跨過周期數(shù)已達到[int(f/20)-1]時， 以脈沖UpL對開關進行控制.

此優(yōu)化型PSM方法從輸出電壓紋波入手， 以與誤差相適應的脈沖UpL,UpM及UpH對開關進行控制. 從能量傳遞角度看， 能量分級按需補給， 比傳統(tǒng)PSM方法能量輸送過程平緩， 因此， 能夠為負載提供紋波較小的輸出電壓[14]， 且在跨過周期數(shù)達到臨界值時， 以脈沖UpL控制開關， 避免了音頻噪聲的產生[15].

2 優(yōu)化型PSM方法控制AC/DC雙管正激電路的工作原理

2.1 AC/DC雙管正激電路工作原理

圖 2 所示為AC/DC雙管正激電路結構圖， 該電路拓撲由單管正激電路派生而來. 交流電經過不可控整流橋整流及電容濾波后， 得到的直流電通過開關、 高頻變壓器及濾波電感、 濾波電容轉化為適合負載的直流電， 具體工作過程及能量傳遞過程如下： 功率開關T1,T2導通， 與此同時， 高頻變壓器初級側復位二極管D1,D2關斷， 次級側整流二極管D3導通， 續(xù)流二極管D4關斷， 高頻變壓器將初級側的能量傳遞至次級側； 功率開關T1,T2關斷， 高頻變壓器初級側復位二極管D1,D2導通， 勵磁電流逐步下降至0， 儲存在高頻變壓器中的能量被返還至輸入端， 提高了電源效率， 至此， 變壓器完成磁芯復位. 此時， 次級側整流二極管D3關斷， 續(xù)流二極管D4導通， 濾波電感L為負載提供所需能量. 雙管正激電路通過在單管正激電路的基礎上增加了一個功率開關， 使得開關在關斷情況下承受的電壓減半， 且不需要復位繞組， 因而常被應用于中大功率的場合.

圖 2 AC/DC雙管正激電路結構圖Fig.2 Structure of AC/DC double transistor forward circuit

在輸出電感電流連續(xù)的情況下， 輸出電壓有如下計算公式

(1)

由式(1)可見， 輸出電壓Uo與占空比成正比. 因此， 通過對占空比進行控制可以實現(xiàn)對Uo的控制.

2.2 AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理

圖 3 所示為AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理圖. 首先， 電流比較電路將負載電流io與閾值電流im進行比較， 當io≥im時， 選擇PWM方法控制開關； 當io

AC/DC雙管正激變換電路在上述優(yōu)化型PSM方法控制下， 根據(jù)輸出電壓誤差所處的范圍， 以能量不同的脈沖對開關T1,T2進行控制， 完成每個控制周期的能量分級按需輸送.

圖 3 AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理圖Fig.3 Schematic diagram of optimized PSM controlling method of AC/DC Double Transistor Forward circuit

3 仿真及實驗結果分析

3.1 基于優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激變換電路建模

為驗證本文提出的優(yōu)化型PSM方法的正確性和有效性， 在Matlab/Simulink中搭建如圖 4 所示的仿真模型. 該模型將AC/DC雙管正激電路作為主電路， 以優(yōu)化型PSM電路為控制電路， 將輸入電壓設置為220 V交流市電， 輸出電壓Uo為24 V直流電壓， 輸出電壓Uo的參考電壓Uref,Uref-eL及Uref-eH分別設置為24 V, 23.995 V及23.985 V， 時鐘信號的工作頻率f為100 kHz， 濾波電感L=18 μH， 濾波電容C=465 μF， 控制脈沖UpL,UpM及UpH的占空比分別為： 0.307, 0.318及0.329， 并通過設置電阻R=3.29 Ω模擬LED輕負載情況， 仿真結果通過scope模塊觀察.

圖 4 優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激電路仿真模型Fig.4 Simulation model of AC/DC double transistor forward circuit basing on optimized PSM controlling method

為了體現(xiàn)優(yōu)化型PSM方法較已有的PSM方法的優(yōu)勢， 在各項電路參數(shù)均相同的情況下， 搭建了傳統(tǒng)PSM控制的AC/DC雙管正激電路仿真模型， 并將仿真結果與優(yōu)化型PSM方法的仿真結果進行了對比.

3.2 仿真結果分析

圖 5， 圖 6 分別為傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法在上述電路參數(shù)下的輸出電壓Uo、 控制脈沖Up及電感電流iL仿真實驗結果圖. 從仿真結果圖可以看出， 兩種方法的輸出電壓均在24 V上下波動， 其中， 傳統(tǒng)PSM方法控制下的輸出電壓紋波約為100mV,而優(yōu)化型PSM方法控制下的輸出電壓紋波約為60 mV， 兩種控制方法均跨過一定數(shù)目的控制周期， 傳統(tǒng)PSM方法以0, 0.329兩種占空比控制開關， 優(yōu)化型PSM方法以0, 0.307, 0.318, 0.329四種占空比控制開關， 使得能量傳遞過程較為平緩， 且優(yōu)化型PSM方法較傳統(tǒng)PSM方法跨過的周期數(shù)少， 不易進入人耳音頻范圍.

圖 5 傳統(tǒng)PSM方法控制下的輸出電壓、 控制脈沖及電感電流仿真波形圖Fig.5 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on traditional PSM method

圖 6 優(yōu)化型PSM方法控制下的輸出電壓、 控制脈沖及電感電流仿真波形圖Fig.6 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on optimized PSM method

3.3 實驗驗證

為證實優(yōu)化型PSM方法不僅有較高的能量轉換效率， 且較PSM方法輸出電壓紋波小， 本文采取和仿真實驗相同的電路參數(shù)對傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法下的AC/DC雙管正激開關電源進行了輸出電壓紋波及效率測試， 輸出電壓波形如圖 7， 圖 8 所示.

圖 7 基于PSM方法的輸出電壓Fig.7 Output voltage basing on traditional PSM method

圖 8 基于優(yōu)化型PSM方法的輸出電壓Fig.8 Output voltage basing on optimized PSM method

圖 7, 圖 8 表明， 基于優(yōu)化型PSM方法的輸出電壓紋波較基于PSM方法輸出電壓紋波小， 且經過效率測試可以發(fā)現(xiàn)， 基于PSM方法的雙管正激開關電源效率為89%， 而基于優(yōu)化型PSM方法的雙管正激開關電源效率可達90.02%， 實驗結果與理論分析及仿真結果一致.

4 結 論

本文首先對PSM方法的原理進行了簡要分析， 結合DPSM中以能量不同的脈沖序列控制開關的思想， 提出了一種優(yōu)化型PSM方法， 該方法在PSM方法的基礎上， 進行了如下的改進：在輸出電壓不低于最大基準電壓的情況下， 跨過本控制周期， 或為避免產生音頻噪聲， 以低能量脈沖控制開關導通與關斷； 在輸出電壓低于最高基準電壓的情況下， 將輸出電壓誤差分為三個區(qū)間， 并設置三種大小不同的電流值作為電感電流的極限值以產生三種能量不同的控制脈沖對開關進行控制.

為驗證優(yōu)化型PSM方法的正確性與可行性， 分別進行了基于傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激開關電源的仿真及實驗驗證. 實驗結果表明：本文所提出的優(yōu)化型PSM方法跨過了一定的周期數(shù)， 減少了開關切換次數(shù)， 降低了功率損耗， 且較已有的PSM方法輸出電壓紋波小， 開關實際工作頻率不會進入人耳音頻范圍， 因而具有良好的控制效果.