， ，

(航天工程大學(xué)， 北京 101416)

0 引言

脈壓雷達(dá)所采用的寬脈沖不僅可以提高雷達(dá)的平均發(fā)射功率，還能夠確保足夠大的作用距離。在接收端通過(guò)脈沖壓縮處理將寬脈沖轉(zhuǎn)化為窄脈沖，則可實(shí)現(xiàn)較好的距離分辨率，因此較好地解決了雷達(dá)大作用距離和高距離分辨率之間的矛盾。此外，脈沖壓縮處理大大提高了雷達(dá)對(duì)非相干干擾的抑制能力[1]。如何對(duì)脈壓雷達(dá)進(jìn)行有效干擾已成為電子戰(zhàn)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。

線性調(diào)頻(LFM)信號(hào)是脈壓雷達(dá)廣泛采用的信號(hào)之一，該信號(hào)存在距離和多普勒強(qiáng)耦合的固有缺陷[2]，這使得轉(zhuǎn)發(fā)式干擾對(duì)脈壓雷達(dá)更容易產(chǎn)生干擾，間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾是對(duì)抗采用LFM信號(hào)的脈壓雷達(dá)的常用轉(zhuǎn)發(fā)式干擾樣式之一[3]。間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾改善了由收發(fā)隔離問(wèn)題所致的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾所產(chǎn)生假目標(biāo)滯后于真目標(biāo)的問(wèn)題，同時(shí)兼顧了干擾信號(hào)與脈壓雷達(dá)信號(hào)間的相干性[4-5]。但是間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾形成的假目標(biāo)串中，主假目標(biāo)始終滯后于真目標(biāo)，且次假目標(biāo)幅度衰減過(guò)快，能有效形成干擾的假目標(biāo)數(shù)較少[6-7]。間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的提出在一定程度上解決了上述問(wèn)題，然而該方法無(wú)法干擾脈壓雷達(dá)對(duì)目標(biāo)速度信息的獲取，導(dǎo)致所產(chǎn)生的假目標(biāo)不滿足目標(biāo)運(yùn)動(dòng)特性，容易被敵方剔除，且對(duì)干擾機(jī)功率要求較高[8-10]。

本文提出一種基于多相位分段調(diào)制處理的脈壓雷達(dá)干擾方法，該方法能夠克服間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾無(wú)法對(duì)脈壓雷達(dá)獲取目標(biāo)速度信息產(chǎn)生影響的固有缺陷，通過(guò)對(duì)脈壓雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行分段相位調(diào)制，部分保留和破壞脈壓雷達(dá)回波信號(hào)的相干性，從而形成靈活可靠的多樣化遮蓋效果。

1 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾

設(shè)脈壓雷達(dá)采用LFM信號(hào)，則雷達(dá)脈沖信號(hào)為

(1)

式中，T為脈沖寬度，k為L(zhǎng)FM信號(hào)的調(diào)頻斜率。

間歇采樣處理可等效為一矩形脈沖串p(t)對(duì)雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行采樣，則單次間歇采樣所得干擾信號(hào)的數(shù)學(xué)模型可表示為

xs(t)=x(t)p(t)

(2)

由上式可知，干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)脈壓處理后的輸出信號(hào)為

ys(t)=xs(t)*h(t)

(3)

式中，h(t)為匹配濾波器的脈沖響應(yīng)函數(shù)。

設(shè)脈壓雷達(dá)脈寬T是間歇采樣周期Ts的整數(shù)倍，Ts是采樣間隔τ的整數(shù)倍，轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)的時(shí)長(zhǎng)均為τ，在間歇采樣周期Ts內(nèi)，可轉(zhuǎn)發(fā)當(dāng)前采樣的最高次數(shù)為M，則由式(3)可知，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)的脈壓輸出可表示為

ys(t)+ys(t-τ)+ys(t-2τ)+…+

(4)

式中，M=Ts/τ-1。由上式可知，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾實(shí)際上是對(duì)ys(t)以等間隔τ進(jìn)行M次延拓。

與全樣本干擾方法相比，間歇采樣干擾的優(yōu)勢(shì)主要有：

1) 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾只要獲得脈壓雷達(dá)的最小脈寬就可實(shí)施有效干擾，因此不需要進(jìn)行過(guò)多的電子戰(zhàn)偵察工作，效率更高；

2) 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的采樣周期Ts取值靈活，不同取值可產(chǎn)生不同干擾效果，因此可適用于任何線性調(diào)頻體制脈壓雷達(dá)；

3) 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的干擾機(jī)相比全樣本干擾，體積更小，有利于工程實(shí)現(xiàn)。

但該干擾通常存在以下問(wèn)題：

1) 假目標(biāo)數(shù)較少時(shí)，不僅不能遮蓋真實(shí)目標(biāo)，假目標(biāo)還容易成為敵方的信標(biāo)，暴露真實(shí)目標(biāo)位置；

2) 假目標(biāo)數(shù)較多時(shí)，干擾效果類似于噪聲壓制干擾，敵方可能會(huì)察覺(jué)到干擾的存在，難以對(duì)敵方造成欺騙；

3) 假目標(biāo)的多普勒信息與真實(shí)目標(biāo)相同，利用真實(shí)目標(biāo)的運(yùn)動(dòng)特性，可以識(shí)別假目標(biāo)。

2 多相位分段調(diào)制干擾

2.1 干擾原理

對(duì)脈壓雷達(dá)的多相位分段調(diào)制干擾主要分為信號(hào)分段、相位調(diào)制、信號(hào)采樣和信號(hào)合成四個(gè)步驟[11]，如圖1所示。

具體步驟如下：

1) 信號(hào)分段

干擾機(jī)接收到脈壓雷達(dá)發(fā)射信號(hào)后，通過(guò)一等間距或非等間距的矩形脈沖串對(duì)存儲(chǔ)的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行采樣，隨后平移脈沖串將信號(hào)劃分為N(N≥2)個(gè)不同分段。

2) 相位調(diào)制

在不同信號(hào)分段上按照一定的規(guī)律進(jìn)行相位調(diào)制，即改變雷達(dá)發(fā)射信號(hào)波形的相位。相位調(diào)制是多相位分段調(diào)制干擾的核心環(huán)節(jié)，其具體規(guī)則如下：

① 相位調(diào)制后生成信號(hào)的總時(shí)長(zhǎng)與雷達(dá)回波信號(hào)相等，和雷達(dá)信號(hào)的波形體制無(wú)關(guān)；

② 各分段相位調(diào)制采用的相位值可在[0,2π]上隨機(jī)取值，相位取值個(gè)數(shù)不少于2，并且為有限個(gè)；

③ 各分段信號(hào)的時(shí)長(zhǎng)可以取小于脈壓雷達(dá)信號(hào)時(shí)長(zhǎng)的任意值，并且各分段信號(hào)的時(shí)長(zhǎng)取值可以是等分或非等分。

3) 信號(hào)采樣

相位調(diào)制處理后，根據(jù)存儲(chǔ)的子信號(hào)相位，能夠?qū)π盘?hào)采樣時(shí)間進(jìn)行選擇。對(duì)所選子信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣，就得到了與脈壓雷達(dá)信號(hào)波形完全相同的相位調(diào)制子脈沖串。

4) 信號(hào)合成

將信號(hào)采樣后已按規(guī)律排列的各分段信號(hào)合路輸出，可以在干擾時(shí)段內(nèi)生成與脈壓雷達(dá)信號(hào)脈沖長(zhǎng)度相同的干擾信號(hào)。

設(shè)脈壓雷達(dá)回波信號(hào)為s(t)，信號(hào)分段后的各分段長(zhǎng)度為等長(zhǎng)τ，各分段上的相位調(diào)制值分別為φ1,φ2,φ3,…,φp,相位調(diào)制過(guò)程中，相位調(diào)制值為φ1的信號(hào)分段數(shù)為n1,所有信號(hào)分段起止時(shí)刻分別為t1si和t1ei，其余信號(hào)分段的起止時(shí)刻同理可得。

以上述參數(shù)設(shè)置為基礎(chǔ)，用階躍函數(shù)ε(t)表示信號(hào)各分段之間的相位調(diào)制值跳變，則多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)等價(jià)于脈壓雷達(dá)信號(hào)與一復(fù)合函數(shù)的乘積：

sJ(t)=s(t)·p(t)

(5)

式中，

(6)

干擾信號(hào)總分段數(shù)N=n1+n2+n3+…+np，脈壓雷達(dá)脈沖時(shí)寬Tp=Nτ。

2.2 干擾信號(hào)的幅相特性

脈壓雷達(dá)發(fā)射信號(hào)為f(t)，經(jīng)目標(biāo)后向散射產(chǎn)生的雷達(dá)發(fā)射信號(hào)回波為s(t)，干擾機(jī)對(duì)截獲的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行多相位分段調(diào)制處理后生成的干擾信號(hào)為sJ(t)，則由接收機(jī)脈沖壓縮處理后得到的輸出信號(hào)為F(t)+FJ(t)。

回波信號(hào)的波形與發(fā)射信號(hào)相同，二者只是在包絡(luò)幅度和產(chǎn)生時(shí)刻上不同，故結(jié)合式(5)可知，多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)在時(shí)域可以表示為

式中，K為回波信號(hào)與發(fā)射信號(hào)的包絡(luò)幅度比值。

設(shè)相鄰信號(hào)分路的相位調(diào)制差值均為φx，結(jié)合式(6)，對(duì)式(7)作傅里葉變換可知，多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)在頻域可以表示為

SJ(jω)=ηKF(jω)e-jω t0·P(jω)=ηKF(jω)e-jω t0·

(8)

式中，K′=ηK。則多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)的幅頻特性和相頻特性分別為

(9)

結(jié)合式(9)可知，回波信號(hào)和k=1時(shí)的多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)的幅相特性曲線如圖2所示。

由回波信號(hào)和多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)的幅相特性曲線可知，干擾信號(hào)與回波信號(hào)的幅頻特性在全頻帶內(nèi)均為一常數(shù)，二者成倍數(shù)關(guān)系，干擾信號(hào)的相頻特性和y軸的交點(diǎn)與調(diào)制相位值的大小有關(guān)，曲線斜率與分路的時(shí)間點(diǎn)有關(guān)。由k=1時(shí)的干擾信號(hào)幅相特性推廣至k取任意值，可以看出，多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)在單個(gè)信號(hào)分路上的相頻特性依然是線性連續(xù)的，然而多個(gè)分路間的相頻特性不再具有回波信號(hào)相頻特性所固有的線性相位特性。

綜上所述，多相位分段調(diào)制干擾是一種部分相干干擾，值得一提的是，通過(guò)各分路長(zhǎng)度和相位調(diào)制值的不同組合，干擾方可以改變干擾信號(hào)對(duì)回波信號(hào)特征的保留程度與破壞程度，從而實(shí)現(xiàn)干擾效果的多樣性。

2.3 對(duì)干擾信號(hào)的脈壓輸出分析

設(shè)脈壓過(guò)程中的環(huán)境噪聲是功率譜密度為N0/2 W/Hz的高斯白噪聲，輸出噪聲的功率譜密度為(N0/2)·|H0(jω)|2W/Hz。假設(shè)脈壓輸出信號(hào)在t=td時(shí)刻得到峰值，則多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器后的輸出信號(hào)表達(dá)式為

(10)

設(shè)相位調(diào)制值φ1所在信號(hào)分段的帶寬B1=ωH1-ωL1，由頻譜偏移產(chǎn)生的時(shí)延量Δt，則該分段干擾信號(hào)的脈沖壓縮輸出表達(dá)式為

(11)

令

(12)

(13)

則式(11)可以等價(jià)為

FJ1(td)=A1ejΦ1

(14)

將上式推廣至整段干擾信號(hào)，則多相位分段調(diào)制干擾信號(hào)的脈壓輸出結(jié)果為

(15)

由上式可知，干擾信號(hào)的脈壓輸出結(jié)果可以等效為若干個(gè)信號(hào)矢量的疊加，各信號(hào)矢量的幅值和幅角與干擾信號(hào)分段數(shù)、調(diào)制相位數(shù)以及調(diào)制相位值三個(gè)參數(shù)有關(guān)。進(jìn)一步分析可知，脈沖壓縮后的干擾信號(hào)主瓣寬度與干擾信號(hào)分段長(zhǎng)度成反比關(guān)系，另外，sinc函數(shù)的中心在一定范圍內(nèi)偏移，且偏移量與干擾信號(hào)的參數(shù)有關(guān)。

結(jié)合以上分析可得，多相位分段調(diào)制干擾可以在真實(shí)目標(biāo)周?chē)纬梢欢ǚ秶木植空谏w效果，且通過(guò)對(duì)干擾信號(hào)分段數(shù)、調(diào)制相位數(shù)以及調(diào)制相位值三個(gè)參數(shù)的控制可以實(shí)現(xiàn)靈活多樣的干擾效果。

3 實(shí)驗(yàn)仿真及分析

在已有相關(guān)理論研究基礎(chǔ)上，應(yīng)用Matlab軟件對(duì)采用LFM信號(hào)的脈壓雷達(dá)MTD結(jié)果進(jìn)行仿真分析，預(yù)設(shè)目標(biāo)場(chǎng)景為一勻速運(yùn)動(dòng)目標(biāo)，仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置

在上述干擾場(chǎng)景和干擾參數(shù)下，采用四相位等分分段多相位分段調(diào)制干擾，相位值按照從小到大的順序進(jìn)行調(diào)制，與間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾進(jìn)行以下3組仿真對(duì)比實(shí)驗(yàn)，各實(shí)驗(yàn)進(jìn)行100次蒙特卡洛仿真，各組MTD結(jié)果取蒙特卡洛仿真結(jié)果均值的最大值對(duì)應(yīng)的距離和速度作為目標(biāo)信息。

實(shí)驗(yàn)一：間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的采樣周期Ts=2 μs，采樣間隔τ=0.5 μs，干信比分別取20，30，40 dB，所得目標(biāo)信息如表2所示，仿真結(jié)果如圖3所示。

表2 實(shí)驗(yàn)一所得目標(biāo)信息

由圖3和表2可知，3種干信比對(duì)應(yīng)的間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾下脈壓雷達(dá)獲取的目標(biāo)距離誤差分別為-11，-12，-14 m，目標(biāo)速度誤差均為 -0.013 m/s，距離域和速度域均未對(duì)脈壓雷達(dá)形成干擾，而多相位分段調(diào)制干擾下雷達(dá)獲取的目標(biāo)距離信息和速度信息均與真實(shí)目標(biāo)信息間存在較大誤差，形成了欺騙假目標(biāo)。值得一提的是，隨著干信比的提高多相位分段調(diào)制干擾下的MTD峰值幅度逐步增大，在30 dB和40 dB時(shí)，明顯大于間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，即采用大干信比時(shí)多相位分段調(diào)制干擾的干擾能量利用率高于間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾。在實(shí)驗(yàn)一的基礎(chǔ)上，后面的實(shí)驗(yàn)均在干信比40 dB下研究?jī)煞N干擾的遮蓋效果。

實(shí)驗(yàn)二：間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的采樣周期Ts=3 μs，采樣間隔τ=0.5 μs，干信比取40 dB，所得目標(biāo)信息如表3所示，仿真結(jié)果如圖4所示。

表3 實(shí)驗(yàn)二所得目標(biāo)信息

由圖4和表3可知，增大采樣周期Ts后，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生大量密集假目標(biāo)，改善了對(duì)真實(shí)目標(biāo)的遮蓋效果。但由于間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾并沒(méi)有破壞原始信號(hào)的脈間信息，對(duì)脈壓雷達(dá)獲取目標(biāo)速度信息無(wú)影響。與多相位分段調(diào)制干擾相比，雖然遮蓋效果較好，但是沒(méi)有形成欺騙干擾。

實(shí)驗(yàn)三：間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的采樣周期Ts=3 μs，采樣間隔τ=0.7 μs，干信比取40 dB，所得目標(biāo)信息如表4所示，仿真結(jié)果如圖5所示。

表4 實(shí)驗(yàn)三所得目標(biāo)信息

由圖5和表4可知，增大采樣間隔τ后，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)集中分布在真實(shí)目標(biāo)兩側(cè)，干擾能量的分布集中至分布中心。雖然MTD所得的目標(biāo)距離相比真實(shí)目標(biāo)發(fā)生偏移，而速度信息仍然無(wú)偏差。與多相位分段調(diào)制干擾相比，雖然真實(shí)目標(biāo)被遮蓋，但沒(méi)有形成欺騙效果。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種基于多相位分段調(diào)制處理的脈壓雷達(dá)干擾方法，在其基本原理的基礎(chǔ)上，以采用LFM信號(hào)的脈壓雷達(dá)為平臺(tái)，推導(dǎo)了干擾信號(hào)的表達(dá)式，并對(duì)干擾信號(hào)的幅相特性和脈沖壓縮輸出進(jìn)行分析，結(jié)果表明，信號(hào)分路數(shù)、調(diào)制相位數(shù)量以及相位調(diào)制值的變化組合可以產(chǎn)生靈活多樣的干擾效果。通過(guò)實(shí)驗(yàn)仿真對(duì)比了多相位分段調(diào)制干擾與間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的干擾效果，結(jié)果表明，該干擾克服了間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾對(duì)目標(biāo)速度無(wú)法產(chǎn)生欺騙且易被敵方識(shí)別的缺陷，干擾能量利用率較高，對(duì)真目標(biāo)形成了相對(duì)可靠的遮蓋效果。下一步將重點(diǎn)研究如何對(duì)多相位分段調(diào)制干擾的遮蓋范圍及干擾功率進(jìn)行控制。