(池州學院 機電工程學院，安徽 池州 247000)

隨著電子技術(shù)的快速發(fā)展，人們對消費電子的需求越來越高。在電力電子領(lǐng)域，新的軟開關(guān)技術(shù)不斷被推出，開關(guān)電源的功率器件通過軟開關(guān)實現(xiàn)開關(guān)應(yīng)力和開關(guān)損耗的降低，進而提高功率器件的開關(guān)頻率，使得開關(guān)電源逐漸向小型化、高頻化、高功率和高功率密度發(fā)展[1-2]。LLC諧振式變換器采用軟開關(guān)技術(shù)，采用PFM變頻控制，在寬輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓開通、副邊整流管零電流關(guān)斷，具有適應(yīng)負載能力強、效率高、高功率密度、電磁干擾低等優(yōu)點，使得LLC諧振變換器在工業(yè)電源和消費電子領(lǐng)域都得到了廣泛的應(yīng)用[3-4]。

LLC諧振變換器采用傳統(tǒng)的變頻控制，通過頻率變化來調(diào)節(jié)輸出電壓和負載變化。LLC諧振變換器應(yīng)用在標準通信電源模塊等寬輸出電壓范圍及負載變化較大的場合中，隨著負載的減輕，通過提高開關(guān)頻率來獲得相同的直流增益，受到諧振元件參數(shù)的限制，變換器的工作頻率不可能無限制地升高[5]。開關(guān)頻率的升高，不僅增加了開關(guān)損耗，而且導致副邊整流二極管無法實現(xiàn)零點流關(guān)斷，不僅增加開關(guān)損耗,而且削弱頻率對輸出電壓的調(diào)節(jié)，容易出現(xiàn)電壓不穩(wěn)定、紋波及電磁干擾等問題[6-7]。LLC諧振變換器輕載或空載時，電路品質(zhì)因數(shù)降低，隨著開關(guān)頻率的增加，變換器的效率降低，與全載高效率相比，很難做到輕載時的效率提高，一般采用關(guān)機、間歇工作的處理方式，但是關(guān)機、間歇工作對LLC諧振變換器的性能有較大影響[8]。本文在輕載工作狀態(tài)時引入PWM方式對LLC諧振變換器進行控制，設(shè)計一種PFM與PWM相結(jié)合的控制策略，采用PFM和PWM混合控制驅(qū)動開關(guān)管，PFM與PWM工作方式根據(jù)工作狀態(tài)相互轉(zhuǎn)換，使LLC諧振變換器在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，提高LLC諧振變換器效率，尤其是空載效率。

1 LLC諧振變換器

LLC諧振變換器的諧振電路主要由諧振電容Cr、諧振電感Lr、激磁電感Lm三個諧振元件組成，諧振電路包含有兩個諧振頻率點，由串聯(lián)諧振電感Lr與諧振電容Cr組成的串聯(lián)諧振頻率fS和由諧振電感Lr、激磁電感Lm、諧振電容Cr構(gòu)成的諧振頻率fm。工作頻率在fm

對于LLC諧振變換器來說，在電感系數(shù)λ和變壓器匝比n固定不變，改變品質(zhì)因數(shù)Q，得到如圖2所示的歸一化頻率曲線，其中縱坐標為直流增益Mdc，橫坐標為歸一化頻率fn。在串聯(lián)諧振頻率fS(fn=1)處，存在一個負載獨立的工作點，直流增益Mdc恒等于1。對應(yīng)于不同的品質(zhì)因數(shù)Q的每條增益曲線，隨著頻率的增加先增大后減小，而且都會存在一個拐點，拐點隨著品質(zhì)因數(shù)Q的增大而減小，把相應(yīng)的拐點用黑色曲線連接起來得到拐點頻率曲線，拐點頻率曲線將LLC諧振變換器工作區(qū)域劃分成ZVS區(qū)域和ZCS區(qū)域，設(shè)計時使變換器工作在ZVS區(qū)域[10]。但是，當LLC諧振變換器工作在輕載狀態(tài)時，開關(guān)頻率逐漸變大，原邊開關(guān)管和副邊整流管不能很好地實現(xiàn)軟開關(guān)狀態(tài)，變換器的效率降低。

圖1 LLC諧振變換器主要工作波形

圖2歸一化頻率曲線

2 變模式控制策略

為了克服LLC諧振變換器輕載工作狀態(tài)在PFM控制下難以實現(xiàn)軟開關(guān)的缺陷問題，本文提供一種PFM與PWM控制相結(jié)合的變模式控制策略，變換器在重載和滿載工作狀態(tài)下采用PFM控制模式，變換器在輕載及空載工作狀態(tài)下采用PWM控制模式，PFM控制模式與PWM控制模式根據(jù)變換器工作狀態(tài)自由切換，使LLC諧振變換器的工作性能得到改進，實現(xiàn)LLC諧振變換器的全負載范圍內(nèi)的軟開關(guān)，提高LLC諧振變換器效率，尤其是空載效率。圖3為LLC諧振變換器變模式控制策略原理框圖。

結(jié)合圖4變模式控制電路圖，PFM與PWM混合控制通過運算放大器構(gòu)成的減法器、三極管、UCC3895組成定頻變頻混合控制電路來實現(xiàn)。電壓信號Va與電壓基準Vref1比較，誤差經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器后產(chǎn)生控制電平Vb，控制信號Vb一路與UCC3895的誤差放大器非反相輸入端EAP引腳相連，信號Vb與UCC3895芯片內(nèi)部的鋸齒波交截產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號；另一路經(jīng)過減法器得到電壓信號Vc，電壓信號Vc經(jīng)過三極管與UCC3895 RT腳相連，PFM控制的壓控振蕩單元(VCO)由三極管、減法器、UCC3895組成，用于控制開關(guān)頻率。PWM和PFM混合控制中兩種控制模式是獨立的，兩種控制模式可以自由切換。UCC3895內(nèi)部鋸齒波為3.15 V ，當Vb高于3.15 V時，三極管導通，變換器滿占空比工作，進入變頻控制模式；當Vb低于3.15 V 時，三極管截止，變換器進入PWM控制模式。

圖3變模式控制策略原理框圖

圖4變模式控制電路圖

具體工作時，當UCC3895內(nèi)部鋸齒波電壓值上升到等于電壓信號Vb，變頻時鐘脈沖發(fā)生器產(chǎn)生一個窄脈沖，同時鋸齒波發(fā)生器電壓信號會從零開始上升并與電壓信號Vb比較，輸出控制信號，如此反復形成時鐘脈沖信號序列，圖5為PWM控制與PFM控制切換過渡波形圖，圖5中t之前為PWM控制，t之后為PFM控制。

圖5 變模式控制切換過渡波形圖

3 實驗驗證

為了驗證本文提出的LLC諧振變換器PFM與PWM混合控制策略，制作設(shè)計了一臺 350 W的實驗樣機。LLC諧振變換器主電路所設(shè)計的關(guān)鍵參數(shù)和選用的主要元器件如表1所示。

表1 LLC諧振變換器元件參數(shù)

圖6給出了在額定輸入電壓270 V下不同負載時的主要波形。圖6(a1)(a2)分別給出了負載為半載和滿載時，開關(guān)管驅(qū)動uGS1、uGS2、諧振電感電流iLr波形；圖6(b1)(b2)分別給出了負載為半載和滿載時，開關(guān)管驅(qū)動uGS1、uGS2、副邊整流管iD波形。通過實驗波形可以看出采用PFM與PWM混合控制策略控制LLC諧振開關(guān)變換器在額定輸入電壓下，不同負載條件下，可以實現(xiàn)原邊側(cè)開關(guān)管的零電壓ZVS開通和副邊側(cè)整流管的零電流ZCS關(guān)斷，從而實現(xiàn)LLC諧振變換器的全負載范圍內(nèi)的軟開關(guān)，提高LLC諧振變換器效率。

(uGS1、uGS2：10V/div；iLr：1A/div)

(uGS1、uGS2：10V/div；iLr：2A/div)

(uGS1、uGS2：10V/div；iD：5A/div)

(uGS1、uGS2：10V/div；iD：5A/div)

4 結(jié)語

針對LLC諧振變換器采用PFM變頻控制，在輕載狀態(tài)時，隨著開關(guān)頻率逐漸變大，原邊開關(guān)管和副邊整流管不能很好地實現(xiàn)軟開關(guān)狀態(tài)，變換器的效率降低的缺陷問題，設(shè)計了PFM與PWM控制相結(jié)合的控制策略。實驗證明，本文的控制策略應(yīng)用于LLC諧振變換器，使LLC諧振變換器在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，提高LLC諧振變換器效率。