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(廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西壯族自治區(qū) 南寧 530004)

1 引言

目前在城鄉(xiāng)電網(wǎng)傳輸過程中1，功率因數(shù)普遍偏低，并且隨著各戶家庭所用電器數(shù)量上升，感性負(fù)載的增加，導(dǎo)致電網(wǎng)末端電壓不達(dá)標(biāo)的情況越發(fā)嚴(yán)峻，甚至影響到了居民生活[1-2]。為了解決有功損耗與電壓幅值的降低，最常用的方法是安裝無功補(bǔ)償裝置，同時根據(jù)成本與實(shí)際需求合理的選擇裝置類型和安裝位置是十分重要的[3]。目前，無功補(bǔ)償裝置使用最廣泛的是采用電力電子器件的無功補(bǔ)償裝置[5-6]。文獻(xiàn)[7]介紹了一種采用模糊控制的TSC裝置快速控制方法，實(shí)現(xiàn)了TSC的快速投切，但是并沒有改善TSC裝置有級補(bǔ)償?shù)奶攸c(diǎn)，無法做到精確無級的效果。文獻(xiàn)[8]介紹了一種將SVG與晶閘管投切電容協(xié)同運(yùn)行的裝置，滿足了無級補(bǔ)償?shù)囊?，但是由于目前SVG價格高昂使其不能大規(guī)模運(yùn)用。從電網(wǎng)系統(tǒng)的建設(shè)、運(yùn)營、運(yùn)行綜合考慮，無功補(bǔ)償未來的發(fā)展趨勢是在縮減成本的基礎(chǔ)上，使補(bǔ)償更加的快速與準(zhǔn)確。因此，如何在較低成本的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)無功的高精度補(bǔ)償成為了現(xiàn)在的重點(diǎn)研究方向。

為了實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)低成本高精度的無功補(bǔ)償，本文設(shè)計(jì)了一種可控移相逆變電源，其可以與TSC裝置共同使用達(dá)到無級補(bǔ)償?shù)淖饔?，同時也可單獨(dú)運(yùn)行進(jìn)行電壓補(bǔ)償。該裝置還在中頻電源、移相變壓器、智能變壓器中能夠得到廣泛的應(yīng)用。該可控移相逆變電源能夠輸出穩(wěn)定的交流電壓，同時能夠根據(jù)輸入的方波信號，調(diào)整其輸出的交流電壓的頻率和相位，以此達(dá)到無功補(bǔ)償?shù)哪康?。為了提升電能的利用效果，減小裝置對電網(wǎng)的諧波污染，在可控移相逆變電源前級加入了PFC電路，提高裝置的功率因數(shù)。最后，通過示波器等實(shí)驗(yàn)裝置測量驗(yàn)證了該裝置的電壓補(bǔ)償效果。

2 設(shè)計(jì)方案

整個系統(tǒng)控制方案如圖1所示，采用典型的AC-DC-AC拓?fù)洌麄€系統(tǒng)主要由不控整流電路，Boost變換器電路和單相逆變電路組成?？刂剖褂肨MS230F28335芯片。

圖1 系統(tǒng)框圖

該裝置通過市電獲取電能，經(jīng)過不控整流橋?qū)⑹须娮優(yōu)橹绷麟姡缓笸ㄟ^Boost PFC電路對其進(jìn)行功率因數(shù)校正，同時使用DSP進(jìn)行控制，將直流側(cè)電壓穩(wěn)定在400V，再使用4個功率MOSFET進(jìn)行逆變，最后經(jīng)過LC電路濾波得到可控的交流電壓。為了保證裝置運(yùn)行的安全性，設(shè)計(jì)了硬件與軟件的過電壓與過電流保護(hù)。

裝置逆變部分由隔離變壓器串聯(lián)接入電網(wǎng)之中，通過調(diào)節(jié)逆變側(cè)輸出電壓的幅值與相位改變變壓器副邊線圈上的電壓，達(dá)到增加或減小輸電線上的阻抗的目的，從而改變線路電壓壓降使負(fù)載端電壓能夠穩(wěn)定在負(fù)載正常工作所需范圍之內(nèi)，實(shí)現(xiàn)電壓補(bǔ)償?shù)墓δ?。并且裝置補(bǔ)償?shù)男Ч軌螂S著輸出電壓相位變化而變化。同時，隔離變壓器能在電網(wǎng)與逆變裝置之間起到隔離的作用。

3 控制策略設(shè)計(jì)

Boost功率因數(shù)校正電路需要達(dá)到兩個目的，第一是將輸出電壓穩(wěn)定在400V，第二是使輸入電流正弦化，并且輸入電流相位和輸入電壓相位要保持一致。因此，控制策略選用外環(huán)控制電壓、內(nèi)環(huán)控制電流的雙閉環(huán)控制策略，控制框圖如圖 1所示。

圖2 功率因數(shù)校正電路控制框圖

(1)

文獻(xiàn)[9]建立了逆變電路的數(shù)學(xué)模型為如下：

(2)

其中uaco(s)為逆變器的輸出電壓，L、C、r分別為逆變回路的濾波電感、電容與等效損耗阻抗；io(s)為逆變器的輸出電流；ui(s)為單相全橋的輸出電壓。其對應(yīng)的連續(xù)時間模型如圖3所示。

本文單相逆變器采用的控制方法為電壓幅值PI控制?？刂破魍?fù)淙鐖D4所示，給定值為單相逆變器所需要輸出的正弦電壓峰值，將其與實(shí)際采樣電壓的峰值相減得到電壓誤差信號，送入電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器。要跟隨的方波信號輸入到DSP的外部中斷引腳，由DSP計(jì)算出需要逆變的正弦波的周期和相位。對電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出與計(jì)算出的正弦波進(jìn)行SPWM調(diào)制，從而得到控制開關(guān)管的占空比信號。由于電壓幅值控制的是輸出電壓波形的峰值，其正弦度由DSP計(jì)算得到，這樣減小了硬件電路帶來的干擾，使輸出波形形變更小，并且能夠減小DSP系統(tǒng)資源的占用。

圖3 單相逆變器連續(xù)時間模型

圖4 逆變電路控制拓?fù)?/p>

圖5 PI電壓環(huán)控制框圖

由于電壓環(huán)在采樣過程中會產(chǎn)生延時以及PWM控制信號所具有的小慣性特性，忽略電流的影響，使用PI做電壓環(huán)控制時的控制框圖可等效于圖5。其中，Ts為電壓環(huán)采樣周期，KPWM為PWM等效增益。將兩式合并可得：

(3)

(4)

為保證快速跟蹤給定電壓，本文按典型I型系統(tǒng)設(shè)計(jì)電壓環(huán)，由圖5得到電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為：

(5)

(6)

則其閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

(7)

該系統(tǒng)傳遞函數(shù)為二階系統(tǒng)，則其阻尼比為：

(8)

PWM波是控制MOSFET的開關(guān)脈沖信號，因此其增益為1。逆變器的濾波電感為4.58mH，線路等效阻抗為0.167Ω，信號采樣頻率等于開關(guān)頻率20kHz。若使調(diào)整時間最小，根據(jù)最優(yōu)阻尼比(ζ=0.707)整定電壓環(huán)PI參數(shù)可得Kpv=30.57，既而得Kiv=1112。

經(jīng)過上述分析，將電壓環(huán)PI參數(shù)整定完畢后，可以畫出其開環(huán)bode圖與閉環(huán)bode圖，如圖6所示。由圖中可看出，電壓開環(huán)相角穩(wěn)定裕度為滿足系統(tǒng)要求。但是由于建模過程中是在理想模式下工作的模型，忽略了許多干擾及其他條件，因此，實(shí)物實(shí)驗(yàn)過程中該參數(shù)可能不是最優(yōu)，需要按實(shí)際運(yùn)行過程中調(diào)節(jié)。

圖6 逆變電路波特圖

4 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

4.1 濾波電路設(shè)計(jì)

圖7 輸出電壓的FFT圖

裝置隔離變壓器可采用升壓變壓器或降壓變壓器。使用降壓變壓器可減小裝置電流容量，本裝置由于采用功率MOSFET電流容量較小，因此采用降壓變壓器，變比為220∶7.5。

當(dāng)開關(guān)器件動作時，由于電路中存在雜散電感，容易在開關(guān)器件兩端產(chǎn)生尖峰電壓，從而損壞開關(guān)器件，需要其兩端并聯(lián)RCD吸收電路。PCB布線減小直流母線的引線電感，可以降低開關(guān)管尖峰電壓。同時，適當(dāng)增加其源極引線電感可以有效地抑制在開關(guān)器件動作時產(chǎn)生的高頻電磁干擾[10]。

4.2 DSP軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)主要使用了TMS320F28335的外部中斷模塊，ADC模塊，PWM模塊，DMA模塊，SCI模塊等外設(shè)。功率因數(shù)校正電路所需正弦信號通過對市電電壓采樣信號做過零比較檢測轉(zhuǎn)換為方波信號輸入到DSP芯片的外部中斷引腳，從而在電壓過零點(diǎn)時置DSP中的相位變量為0，并且在PWM定時中斷服務(wù)程序中不斷的累加相位變量，由此可以計(jì)算出要跟隨電壓的相位信號。同理可以計(jì)算出逆變模塊需要跟隨的相位信號將其代入算法中運(yùn)算。在進(jìn)行AD采樣時，可能會采集到開關(guān)管的開關(guān)噪聲，影響采樣精度，可以使用DSP進(jìn)行軟件濾波。具體實(shí)現(xiàn)是，間斷地多次采集同一個通道的值，將多個AD轉(zhuǎn)換器采回的值傳輸?shù)絻?nèi)存中，在PWM定時中斷服務(wù)程序中進(jìn)行中值濾波，最終得到精度較高的數(shù)字量。整個系統(tǒng)的程序包括主程序和中斷服務(wù)程序，主程序中執(zhí)行實(shí)時性要求不高的任務(wù)；中斷服務(wù)程序中主要執(zhí)行實(shí)時性要求較高的任務(wù)，。為了減小程序的執(zhí)行時間，在程序開始時需要將占MCU運(yùn)算資源多的程序裝載到DSP的RAM中運(yùn)行。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為了驗(yàn)證以上理論的實(shí)際可行性，研制了一套1kW帶功率因數(shù)校正的可控移相逆變電源裝置。Boost電路升壓電感為1.35mH，Boost電路輸出電容為3000μF電解電容和2μF CBB電容并聯(lián)，功率MOSFET選用IRFP460，Boost PFC電路開關(guān)頻率為20kHz，逆變電路開關(guān)頻率為20kHz?？刂菩酒捎肨MS320F28335，電壓傳感器、電流互感器選用LV25-P、CT103。

使用隔離示波器觀察電壓傳感器采集的電壓波形與控制相位的方波，測試結(jié)果如圖8所示。從圖8中可以看出逆變器輸出的電壓相位是完全跟蹤上給定方波的，達(dá)到了控制方波使逆變器輸出波形移相的目的，并且改變方波的頻率同樣也可以使得逆變器輸出波形的頻率隨之而改變。使用電能質(zhì)量分析儀測量可以知道逆變器的空載損耗為40W，損耗低于總?cè)萘康?%，符合逆變器通用標(biāo)準(zhǔn)。

圖8 輸出測試波形

用示波器對裝置輸入輸出的電壓與電流波形進(jìn)行測量，圖9(a)是裝置沒有啟動PFC電路時裝置輸入電壓與電流的波形，由于不控整流橋與直流側(cè)大電容的存在使裝置輸入電流發(fā)生嚴(yán)重畸變，導(dǎo)致輸入裝置的功率因數(shù)十分低，圖9(b)是裝啟用了PFC電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。從圖中可以看出，裝置輸入的電流跟蹤上了輸入電壓波形，提高了裝置的輸入功率因數(shù)，減小了電網(wǎng)的諧波污染，使用電能質(zhì)量分析儀，可知裝置加載PFC電路之后的功率因數(shù)可以達(dá)到0.98。

圖9 輸入波形

圖10是裝置通過隔離降壓變壓器將逆變端接入電網(wǎng)中的實(shí)驗(yàn)波形。其中，uac是電網(wǎng)負(fù)載側(cè)的電壓，uo是隔離變壓器副邊輸出電壓。圖10(a)～(d)分別為在控制裝置在改變輸出波形的相位時，負(fù)載端的電壓變化。其中圖10(b)是波形相位由0°變化到90°時產(chǎn)生的效果，圖10(c)是波形相位由90°變化到180°時產(chǎn)生的效果，圖10(d)是波形相位由180°到270°變化時產(chǎn)生的效果。

由圖中可知，逆變器電壓經(jīng)過隔離變壓器之后產(chǎn)生電壓，當(dāng)其接入電網(wǎng)之后負(fù)載電壓有明顯的變化，并且在裝置輸出波形處于不同相位的時候，所帶給電網(wǎng)的補(bǔ)償效果也是明顯不同的。說明裝置能夠改變輸電線路上的壓降，從而實(shí)現(xiàn)無級電壓補(bǔ)償?shù)墓δ堋?/p>

圖10 變壓器輸出電壓與電網(wǎng)負(fù)載端電壓

6 結(jié)論

本文充分利用了TMS320F28335芯片信息處理速度快、能力強(qiáng)，性能優(yōu)越的特點(diǎn)設(shè)計(jì)了一種基于DSP的可控移相逆變電源裝置。詳細(xì)介紹了其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、關(guān)鍵元器件選擇以及算法結(jié)構(gòu)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該裝置可以輸出穩(wěn)定的正弦交流信號，并且能夠跟隨給定方波，自動調(diào)整輸出電壓的相位與頻率，從而改變輸電線路上的阻抗達(dá)到電壓補(bǔ)償?shù)哪康?。裝置的輸出電壓諧波率THD值為1.5%滿足國標(biāo) GB/T14549-93中0.38kV以下電壓諧波畸變率為5%的指標(biāo)。其輸入功率因數(shù)在帶載情況下能達(dá)到0.98。為配電網(wǎng)中無級無功補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)與應(yīng)用提供必要條件。