夏向陽，邱欣，曾小勇，譚黎軍，孟科，邱靖，龔芬，肖輝，湯賜，鄧豐

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混合型模塊化多電平換流器的改進(jìn)載波移相控制策略

夏向陽1, 2，邱欣2, 3，曾小勇1, 2，譚黎軍4，孟科2，邱靖2，龔芬3，肖輝2，湯賜2，鄧豐2

(1. 電網(wǎng)輸變電設(shè)備防災(zāi)減災(zāi)國家重點實驗室，湖南 長沙，410129； 2. 長沙理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長沙，410014； 3. 中車株洲電力機(jī)車研究所有限公司，湖南 株洲，412001； 4. 特變電工衡陽變壓器有限公司，湖南 衡陽，421007)

基于半橋子模塊和全橋子模塊組成的子模塊混合型模塊化多電平換流器橋臂不僅具備直流側(cè)故障自愈能力，而且具有更高的設(shè)備利用率和更低的功率損耗特性，提出一種適用于換流器輸出電平數(shù)較少的該類子模塊混合型模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)的改進(jìn)載波移相控制策略。該控制策略將載波移相調(diào)制和基于排序的傳統(tǒng)子模塊電容電壓均衡方法相結(jié)合，采用附加控制器維持半橋和全橋子模塊閥段間電壓平衡，并在PSCAD/EMTDC中搭建子模塊混合型MMC仿真模型。研究結(jié)果表明：所提出的改進(jìn)載波移相控制策略是可行和有效的，采用附加控制器可維持半橋和全橋子模塊閥段間電壓平衡，有效避免最近電平逼近調(diào)制(nearest level modulation，NLM)應(yīng)用于電平數(shù)較少換流器帶來的諧波問題，提高波形質(zhì)量，適用于子模塊數(shù)量較少的低電壓場合。

模塊化多電平換流器；子模塊混合型；載波移相；直流側(cè)故障；電容電壓平衡

模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)在柔性直流輸電的換流器中應(yīng)用越來越廣 泛[1?4]。YANG等[5?7]在半橋子模塊拓?fù)涞幕A(chǔ)上提出了由2個半橋并聯(lián)組成的全橋子模塊(full bridge sub-module, FBSM)和包括2個半橋和箝位回路的箝位型雙子模塊結(jié)構(gòu)，但全橋子模塊采用的器件數(shù)目較多，增加了換流器的損耗和投資成本，箝位型雙子模塊增加了均壓的復(fù)雜度；而傳統(tǒng)半橋型MMC所需要的器件數(shù)目最少，投資成本低且設(shè)計和控制相對簡單，但是其不具備清除直流故障的能力，因此，很多學(xué)者提出由半橋子模塊(half bridge sub-module, HBSM)和具備直流側(cè)故障自清除能力的子模塊組合成子模塊混合型MMC，其換流器的調(diào)制方式遠(yuǎn)比傳統(tǒng)直流輸電的觸發(fā)控制復(fù)雜。當(dāng)前常用的模塊化多電平換流器調(diào)制方式可分為兩大類：脈寬調(diào)制方式和階梯波調(diào)制[8]。階梯波調(diào)制與脈寬調(diào)制相比，器件開關(guān)頻率低，損耗小，但用于電平數(shù)少的場合時，波形質(zhì)量較差[9]。李笑倩等[10]針對傳統(tǒng)半橋子模塊組成的換流器提出一種載波移相調(diào)制結(jié)合電容電壓附加平衡控制方法。公錚等[11]基于載波移相調(diào)制，結(jié)合低頻工況子模塊電容電壓波動抑制方法，提出一種變頻工況下MMC子模塊電容電壓控制策略，并設(shè)計相應(yīng)控制系統(tǒng)架構(gòu)及實現(xiàn)方式。HAGIWARA等[12?13]針對半橋型MMC的調(diào)制策略提出調(diào)制波疊加電容電壓修正量，使得橋臂內(nèi)子模塊電容電壓平衡，但每個子模塊都需要PI控制器，增加了控制系統(tǒng)復(fù)雜度。魏承志等[14]提出了一種適用于混合型MMC且?guī)щ娙蓦妷壕獠呗缘母倪M(jìn)載波移相調(diào)制方法，但控制系統(tǒng)較復(fù)雜，且當(dāng)全橋子模塊輸出為0時IGBT器件反復(fù)切換，開關(guān)損耗較大?；谟砂霕蚝腿珮蜃幽K組成的混合型換流器，本文作者以應(yīng)用于模塊化多電平換流器的載波移相調(diào)制策略為對象，研究一種改進(jìn)的載波移相閥級控制策略，將載波移相調(diào)制與基于排序的子模塊電容均壓控制相結(jié)合，并針對實際工程中全橋子模塊與半橋子模塊損耗不完全一致、無法直接移植半橋型MMC的電容電壓平衡方法，設(shè)計相應(yīng)的附加控制器以實現(xiàn)不同子模塊間電容電壓平衡。最后，通過PSCAD/EMTDC軟件搭建仿真模型驗證該改進(jìn)的載波移相控制策略應(yīng)用于子模塊混合型MMC換流器的可行性和有效性。

1 子模塊混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)優(yōu)化

1.1 子模塊混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

子模塊混合型換流器中子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。以a相為例，每相上、下橋臂均有個子模塊，各橋臂均包括個全橋子模塊和?個半橋子模塊，分別記為SMF(1)~SMF(f)和SMH(1)~SMH(n?f)。圖1中，T(=1, 2, 3, 4)為全控型器件，dc為直流母線電壓，為橋臂電感，為子模塊電容，C為子模塊電容電壓，Pa和Na分別為上、下橋臂中所有子模塊構(gòu)成的總電壓，Pa和Na為相應(yīng)橋臂電流，a為交流側(cè)相電流。

圖1 子模塊混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

在正常情況下，F(xiàn)BSM有4種工作狀態(tài)：C，0，?C和閉鎖狀態(tài)；FBSM在正常運行狀態(tài)下與半橋子模塊(HBSM)相同[15?18]，即只輸出C和0；當(dāng)T1和T2或T3和T4同時導(dǎo)通時，F(xiàn)BSM輸出電平為0 V。為了降低器件開關(guān)損耗、避免T1和T2或T3和T4反復(fù)切換，正常運行時保持T2關(guān)斷，T4導(dǎo)通；與HBSM工作狀態(tài)一樣，只需控制T1和T3的開通和關(guān)斷即可實現(xiàn)FBSM的正常運行。假設(shè)每相橋臂子模塊總數(shù)為個(包括個FBSM和?個HBSM)，且每個子模塊電容電壓C維持平衡，當(dāng)FBSM正常運行不使用負(fù)電平狀態(tài)功能時，產(chǎn)生的總橋臂電壓范圍為0~C。

1.2 混合型MMC子模塊分配方案

當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障時，若所有FBSM子模塊電容在故障回路提供的反電勢比交流線電壓大，則只要讓所有IGBT均閉鎖就可以阻斷直流故障電流，由此可以推導(dǎo)出每橋臂內(nèi)FBSM數(shù)量的最小值。

系統(tǒng)在直流故障狀態(tài)下，當(dāng)最大電壓調(diào)制比=1時，MMC交流線電壓峰值max為

假設(shè)每相橋臂子模塊決數(shù)為個，每橋臂均有個FBSM，則FBSM構(gòu)成的橋臂電壓arm為

因此，上、下橋臂中所有FBSM構(gòu)成的直流故障阻斷總電壓和交流線電壓應(yīng)滿足以下條件：

為了能在全站閉鎖后成功地阻斷直流故障電流，每橋臂內(nèi)FBSM的總數(shù)必須滿足以下條件：

由以上分析可知子模塊混合型MMC的設(shè)計原則是必須滿足式(4)。因此，當(dāng)發(fā)生直流側(cè)故障時，只要總的全橋子模塊數(shù)量滿足式(4)即可阻斷直流故障電流。

綜上所述，當(dāng)每個橋臂子模塊選擇/2個全橋子模塊時，/2個半橋子模塊就具有阻斷直流故障電流的能力。本文分析這種配置下子模塊混合型MMC換流器的特性。

2 混合型MMC的改進(jìn)載波移相調(diào)制算法

2.1 改進(jìn)的載波移相調(diào)制算法整體控制體系

改進(jìn)的載波移相調(diào)制算法整體控制體系流程如圖2所示。圖2中，pref, j和nref, j分別為第相上、下橋臂調(diào)制波信號電壓，p代表上橋臂，n代表下橋臂；pj和nj分別為上、下橋臂子模塊開通數(shù)量，cfi和chi分別為全橋子模塊電容電壓、半橋子模塊電容電壓。

橋臂調(diào)制波ref經(jīng)過載波移相調(diào)制環(huán)節(jié)后，不直接得到子模塊器件的開通和關(guān)斷信號，而是綜合比較結(jié)果，分別統(tǒng)計出上、下橋臂子模塊開通的數(shù)量pj和nj，由子模塊電壓平衡算法得到單橋臂內(nèi)導(dǎo)通phref, j個半橋和pfref, j個全橋子模塊，附加控制器得到上、下橋臂的第相反饋修正量Δpj和Δnj，經(jīng)過修正指令得出最終橋臂內(nèi)需要開通的半橋和全橋子模塊數(shù)量，選擇單個橋臂內(nèi)對應(yīng)的半橋和全橋子模塊開通，并產(chǎn)生對應(yīng)的觸發(fā)脈沖。

2.2 混合型MMC的載波移相調(diào)制策略

圖2 改進(jìn)的載波移相調(diào)制算法整體控制體系流程圖

(a) 調(diào)制波形；(b) 輸出電平

2.3 子模塊混合型MMC電容電壓平衡控制

由前述分析結(jié)果可知：正常運行時保持T2關(guān)斷、T4導(dǎo)通的全橋子模塊(FBSM)與半橋子模塊(HBSM)的運行狀態(tài)一致，理論上可以完全移植HB-MMC的載波移相調(diào)制策略。但在實際運行過程中，由于半橋和全橋子模塊損耗并不一致，若沒有附加控制器維持半橋和全橋閥段間的電容電壓平衡，則半橋閥段和全橋閥段子模塊電容差可能會持續(xù)增大，嚴(yán)重時，會導(dǎo)致子模塊因欠壓或過壓而被旁路，最終因旁路數(shù)過多而保護(hù)動作，閉鎖換流站，危害輸電系統(tǒng)的正常運行。

為了實現(xiàn)半橋閥段與全橋閥段間的電容電壓平衡，本文結(jié)合子模塊混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特點和電容電壓平衡機(jī)理，提出一種由改進(jìn)的子模塊電容的電壓平衡算法和附加控制器組成的子模塊電容電壓平衡 策略。

2.3.1 子模塊混合型MMC整體電容電壓平衡

傳統(tǒng)的MMC電容電壓均衡算法僅需考慮子模塊電容電壓和橋臂電流方向選擇相應(yīng)的SM進(jìn)行投 切[16]，與其相比，子模塊混合型MMC中，子模塊的選擇投切不僅需要考慮其運行特性，而且要考慮FBSM與HBSM之間的電容電壓差。

本文在傳統(tǒng)排序法的基礎(chǔ)上，研究適用于子模塊混合型MMC改進(jìn)的子模塊電容電壓均衡方法。以第相上橋臂為例，改進(jìn)的子模塊電容電壓均衡方法如圖4所示。

圖4 改進(jìn)的子模塊電容電壓平衡算法

首先，由載波移相調(diào)制策略得到單個橋臂內(nèi)導(dǎo)通的子模塊數(shù)目；然后，根據(jù)橋臂電流方向進(jìn)行電容電壓排序并統(tǒng)計出導(dǎo)通子模塊中半橋和全橋子模塊數(shù)量；最后，結(jié)合附加控制器得到最終橋臂內(nèi)導(dǎo)通的半橋和全橋子模塊。具體選擇原則如下：相上橋臂子模塊導(dǎo)通數(shù)量為p-j；當(dāng)橋臂電流大于0時即給子模塊電容充電。對子模塊排序電壓排序，選擇p-j個電容電壓偏低的子模塊，統(tǒng)計出其中包含的全橋子模數(shù)量pfref, j和半橋子模數(shù)量phref, j，然后，經(jīng)過附加控制器得到修正量，最終得出單個橋臂內(nèi)導(dǎo)通的半橋和全橋子模塊數(shù)量，剩余子模塊被旁路。

圖5 子模塊電容電壓平衡附加控制器

2.3.2 子模塊電容電壓平衡附加控制策略

附加控制器接受半橋和全橋子模塊電容電壓信號，根據(jù)兩者平均電壓的差值，最終得到子模塊數(shù)量的修正反饋量，完成不同閥段間子模塊數(shù)量的再分配，有效消除全橋和半橋子模塊閥段間的電容差值，實現(xiàn)子模塊混合型MMC電容電壓平衡。模塊電容電壓平衡附加控制器如圖5所示。

附加控制器接受子模塊電容電壓cpfi和cphi，分別得到半橋和全橋子模塊的電容電壓平均值cpf, ave和cph, ave，它們的差值經(jīng)比例控制器p加以橋臂電流的瞬時值取整，經(jīng)過選擇器得到子模塊修正值：

進(jìn)一步根據(jù)式(6)和(7)得到最終子模塊投入指令：

3 仿真驗證

為了更好地驗證子模塊混合型MMC的優(yōu)越性能，本文通過PSCAD/EMTDC軟件搭建子模塊混合型MMC拓?fù)涞娜嵝灾绷鬏旊娤到y(tǒng)雙端仿真模型，換流站1采用定直流電壓、交流電壓控制，換流站2采用有功控制、無功控制。換流器有6個橋臂，選定每個橋臂級聯(lián)的功率單元數(shù)20個，其中包含10個FBSM子模塊和10個HBSM子模塊，主要仿真參數(shù)如表1所示。上述算例所選取的子模塊額定電容電壓為 32 kV，并不符合實際工程取值，但這并不影響對本文研究結(jié)果進(jìn)行原理性驗證。

表1 仿真平臺系統(tǒng)參數(shù)

3.1 直流側(cè)短路故障自清除仿真結(jié)果

為了突出研究重點且不失一般性，研究故障后果最嚴(yán)重的雙極短路故障。仿真的故障情況是：當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定運行后，故障點選在靠近換流站1的整流側(cè)，經(jīng)過10.0 s后引入直流線路雙極短路瞬時故障，故障持續(xù)0.1 s，考慮系統(tǒng)故障識別和通訊時間，設(shè)定0.005 s后即10.005 s換流站閉鎖。仿真結(jié)果如圖6~10所示。

圖6 MMC1交流側(cè)電壓

圖7 子模塊電容電壓

圖6和圖7所示分別為系統(tǒng)正常運行時，換流站1交流側(cè)電壓和混合型子模塊的電容電壓。從圖6和圖7可見：全橋和半橋子模塊在平衡控制策略下，各子模塊電容電壓相差不大，趨于平衡；子模塊混合型MMC在直流故障發(fā)生前系統(tǒng)穩(wěn)定運行；在10.000 s時發(fā)生直流故障，10.005 s時換流器閉鎖，閉鎖前故障電流迅速增大，同時，橋臂電流和子模塊電壓跌落，故障電流包含IGBT反并聯(lián)的續(xù)流二極管在故障點與交流側(cè)連通產(chǎn)生的饋能電流，電感L放電電流和投入HBSM電容放電電流；閉鎖后，HBSM進(jìn)入旁路模式，不對系統(tǒng)產(chǎn)生影響，F(xiàn)BSM進(jìn)入閉鎖模式，電抗器能量給電容充電，直流故障電流在約0.01 s內(nèi)快速衰減至0 V，如圖8和圖9所示。在=10.1 s時故障消失，系統(tǒng)在得到解鎖命令后重新啟動，隨后，直流電壓、有功無功功率及三相電流等都逐漸恢復(fù)，如圖10所示。在整個過程中，交流斷路器未啟動，驗證了子模塊混合型MMC清除直流短路故障的能力。

3.2 電容電壓平衡控制策略的有效性

直流電壓恒定，有功功率參考值在=6 s時由1.2 GW下降到0.8 GW，無功功率參考值維持0.05 GW不變，仿真結(jié)果如圖11和圖12所示。

由圖11和圖12可見：當(dāng)系統(tǒng)有功功率發(fā)生階躍變化時，子模塊電容電壓在額定值附近有所波動，然后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)；電容電壓平衡控制策略保持了內(nèi)部全橋和半橋子模塊閥段間電容電壓平衡，保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性和輸出無功功率不變。這驗證了子模塊電容電壓平衡控制策略的有效性。

圖8 子模塊混合型MMC1交流側(cè)電流

圖9 直流側(cè)短路故障電流

圖10 直流側(cè)電壓

圖11 系統(tǒng)的有功功率P和無功功率Q

當(dāng)直流電壓恒定，無功功率參考值在=6 s時由0.05 GW下降到?0.10 GW，有功功率參考值維持1.20 GW不變時，仿真結(jié)果如圖13和圖14所示。

圖12 有功階躍時單橋臂內(nèi)子模塊電容電壓

圖13 系統(tǒng)的有功功率P和無功功率Q

圖14 無功階躍時單橋臂內(nèi)子模塊電容電壓

由圖13和圖14可見：在系統(tǒng)無功功率發(fā)生階躍翻轉(zhuǎn)時，電容電壓在額定值附近有較小波動，然后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)；橋臂中不同子模塊閥段間電容電壓和閥段內(nèi)電壓依然保持良好的一致性，且能穩(wěn)定在相同的等級范圍內(nèi)，從而保證直流母線電壓和系統(tǒng)輸送的有功功率保持不變。

4 結(jié)論

1) 針對子模塊混合型模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提出一種適用于子模塊混合型MMC的載波移相調(diào)制策略。闡述了該子模塊混合型換流器拓?fù)涞臉?gòu)成方式及基本參數(shù)優(yōu)化，設(shè)計了適用于子模塊混合型MMC拓?fù)涞母倪M(jìn)載波移相調(diào)制策略，提出子模塊混合型MMC電容電壓平衡控制方法，并分析了不同子模塊閥段間平衡原理。

2) 子模塊混合型模塊化多電平換流器具備直流側(cè)故障自清除能力，在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)下，電容電壓平衡控制都能有效保證子模塊電容電壓平衡。子模塊混合型換流器的改進(jìn)載波移相控制和電容電壓平衡策略對直流故障保護(hù)具有可行性和有效性。

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(編輯 陳燦華)

Modulation strategy of improved carrier phase shift for hybrid modular multilevel converter

XIA Xiangyang1, 2, QIU Xin2, 3, ZENG Xiaoyong1, 2, TAN Lijun4, MENG Ke2, QIU Jing2, GONG Fen3, XIAO Hui2, TANG Ci2, DENG Feng2

(1. State Key Laboratory of Disaster Prevention and Reduction for Power Grid Transmission and Distribution Equipment, Changsha 410129, China; 2. College of Electrical and Information Engineering, Changsha University of Science & Technology, Changsha 410114, China; 3. China Railway Rolling Stock Corporation, Zhuzhou Research Institute Co. Ltd., Zhuzhou 412001, China;4. TEBIAN Electric Apparatus Stock Corporation, Hengyang Transformer Co. Ltd., Hengyang 421007, China)

For that the hybrid modular multilevel converter arm based on half-bridge module and full-bridge module not only has DC side fault self-healing capability, but also has higher equipment utilization and lower power loss characteristics, an improved carrier phase shifting control strategy was presented for the hybrid modular multilevel converter with fewer output levels. The control strategy combined the carrier phase shifting modulation with the traditional sub-module capacitance equalization method based on sorting, and an additional controller was proposed to maintain the voltage balance between the half-bridge and the full-bridge sub-modules. Finally, the simulation model of sub-module MMC was built in PSCAD/EMTDC. The results show that the improved carrier phase shifting control strategy is feasible and effective, the additional controller maintains the voltage balance between the half-bridge and the full-bridge sub-modules. It can effectively avoid the harmonic problems, and is suitable for low voltage occasions with fewer sub-modules.

modular multilevel converter; sub module hybrid; carrier phase shifting; DC side fault; capacitor voltage balance

10.11817/j.issn.1672-7207.2018.11.031

TM72

A

1672?7207(2018)11?2886?08

2017?12?11；

2018?03?21

國家自然科學(xué)基金資助項目(51307009)；湖南省教育廳創(chuàng)新平臺開放基金資助項目(16K004)；湖南省研究生科研創(chuàng)新項目(CX2016B405) (Project(5150714) supported by the National Natural Science Foundation of China; Project(16K004) supported by Foundation of Innovation Platform of Department of Education of Hunan Province; Project(CX2016B405) supported by the Postgraduate Innovation Program of Hunan Province)

夏向陽，博士，教授，碩士生導(dǎo)師，從事新能源發(fā)電并網(wǎng)控制和柔性直流輸電控制等研究；E-mail: xia_xy@126.com