郭皓星，閆連山，葉 佳

(西南交通大學(xué)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院，四川 成都 611756)

0 引 言

近些年由于個(gè)人通信設(shè)備逐漸普及，短距離通信服務(wù)需求也隨之增長，使用頻率也大大提高，被應(yīng)用于各種場景，如辦公場景、家居場景、醫(yī)院場景等室內(nèi)應(yīng)用場所[1]。作為無線通信的重要組成部分，短距離無線通信技術(shù)在可用頻段上的多向發(fā)展使得無線通信技術(shù)可以為人們提供更加多樣的服務(wù)，方便了人們的工作和生活[1]。

在大多數(shù)應(yīng)用環(huán)境中，用戶對無線傳感器網(wǎng)絡(luò)的安全性有很高的要求，因此，安全成為制約無線傳感器網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步廣泛應(yīng)用的關(guān)鍵[1]。2004年12月，ZigBee1.0標(biāo)準(zhǔn)正式公布,該標(biāo)準(zhǔn)中體現(xiàn)了組網(wǎng)的安全。在此協(xié)議中，ZigBee提供了高可靠性的安全服務(wù)[2]。它的安全服務(wù)所提供的方法包括密碼建立、密碼傳輸、幀保護(hù)和設(shè)備管理。這些服務(wù)構(gòu)成了一個(gè)模塊，用于實(shí)現(xiàn)ZigBee設(shè)備的各類安全策略[2]。

隨后，針對ZigBee的加密算法被廣泛研究。文獻(xiàn)[3]提出了基于ZigBee協(xié)議中AES加密算法的輪操作和列混淆優(yōu)化算法，提高了算法運(yùn)行速度并降低了算法的復(fù)雜度,但是并沒有實(shí)質(zhì)性地提高加密算法的安全度；文獻(xiàn)[4]提出了一種基于ZigBee的MAC層安全檢測算法，用于篩查協(xié)議中的安全漏洞，但是該算法只能對協(xié)議中的漏洞進(jìn)行挖掘和檢測，并不能對發(fā)現(xiàn)的漏洞進(jìn)行改進(jìn)和優(yōu)化；文獻(xiàn)[5]提出了一種將Diffie-Hellman群組密鑰協(xié)商協(xié)議應(yīng)用于ZigBee網(wǎng)絡(luò)的方案，該方案減少了ZigBee信息傳輸過程中的密鑰交換次數(shù)，降低了傳輸過程中用戶被盜取傳輸密鑰的可能性，同時(shí)針對現(xiàn)有ZigBee網(wǎng)絡(luò)采用對稱密鑰體制時(shí)內(nèi)存占用過多,加解密過程中密鑰查找時(shí)延過大及密鑰易泄漏等不足,提出采用RSA算法的非對稱密鑰體制ZigBee安全改進(jìn)方案。但是該方案所采用的密鑰協(xié)議和密鑰體制較為復(fù)雜，對ZigBee無線模塊的續(xù)航和處理速度有更高的要求，并且在一定程度上降低了ZigBee無線模塊的傳輸效率。

這些方案都是基于現(xiàn)有的ZigBee安全協(xié)議進(jìn)行加密算法的密鑰體制的研究，然而在十多年的發(fā)展過程中ZigBee的安全協(xié)議和密鑰體制已較為成熟，很難有有效的突破[6-7]。本文通過對ZigBee無線傳輸過程中的信號傳輸載頻進(jìn)行跳變控制，在保證傳輸可靠性的前提下，提高ZigBee無線傳輸?shù)陌踩?，并避免了繁瑣的安全加密算法以及密鑰傳輸處理。這使得在實(shí)際應(yīng)用中，ZigBee無線傳輸模塊的處理速度不會(huì)被復(fù)雜的加密過程影響，從而避免傳輸效率的降低和續(xù)航能力的下降。同時(shí)，傳輸方式的變化降低了ZigBee無線傳輸?shù)陌踩詫τ诿荑€的依賴，并使得信號在傳輸過程中難以被跟蹤捕捉，提高了ZigBee無線傳輸?shù)陌踩浴Ｗ詈?，本文對ZigBee跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)中的傳輸信號性能進(jìn)行了詳細(xì)分析。

1 跳頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)原理

跳頻擴(kuò)頻技術(shù)是指通過載波頻率在一定的寬頻帶范圍內(nèi)依照特定圖案或序列進(jìn)行跳變、擴(kuò)展信息傳輸所用的頻帶[8]。載波調(diào)制通過偽隨機(jī)碼發(fā)生器控制載波頻率，使得攜帶了待傳輸信息的載波在一個(gè)遠(yuǎn)大于基帶帶寬B的頻帶內(nèi)進(jìn)行隨機(jī)跳變，從而實(shí)現(xiàn)基帶信號帶寬到載波信號傳輸帶寬的擴(kuò)展[9]。在跳頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中，可用信道帶寬被分割成大量相鄰的互不重疊的頻帶[10]。在任意信號傳輸時(shí)間間隔內(nèi)，傳輸信號可以占據(jù)多個(gè)可用的頻隙，按照偽隨機(jī)碼發(fā)生器的輸出序列隨機(jī)選擇傳輸頻隙。跳頻可以看作使用偽隨機(jī)碼序列的頻移鍵控調(diào)制。

如圖1所示，傳統(tǒng)跳頻系統(tǒng)通常采用ASK或FSK調(diào)制，經(jīng)過頻率發(fā)生器產(chǎn)生的擴(kuò)頻載波通過混頻與基帶信號結(jié)合并在信道內(nèi)傳輸。在接收端使用同樣的擴(kuò)頻載波與接收到的信號進(jìn)行混頻實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)，并通過ASK或FSK解調(diào)得到信息序列[8]。本文介紹的面向ZigBee傳輸?shù)奶l擴(kuò)頻傳輸系統(tǒng)，是在傳統(tǒng)跳頻系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，使用了ZigBee的傳輸調(diào)制模式，并采用了m序列作為控制頻率合成的偽隨機(jī)序列。該系統(tǒng)既保留了跳頻過程的隨機(jī)性又符合ZigBee無線傳輸模型的要求。

圖1 跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)

2 QPSK跳頻擴(kuò)頻仿真系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本方案設(shè)計(jì)傳輸情景為ZigBee與Wlan在同一室內(nèi)相同視距同時(shí)傳輸[11]。本系統(tǒng)主要分為5個(gè)部分：信號生成模塊、信號發(fā)送端、信號接收端、誤比特率計(jì)算模塊、跳頻控制子模塊。QPSK跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 QPSK跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)

2.1 信號生成模塊

信號生成部分采用了隨機(jī)整數(shù)發(fā)生器，產(chǎn)生了維度為10000的隨機(jī)0、1分布的二進(jìn)制整數(shù)序列。根據(jù)調(diào)制方式選擇每符號的比特?cái)?shù)。

2.2 信號發(fā)送端

為了模擬ZigBee點(diǎn)對點(diǎn)傳輸?shù)氖覂?nèi)傳輸模型，本方案采用了QPSK調(diào)制方式[8]。

首先，將生成的隨機(jī)0、1分布的二進(jìn)制整數(shù)序列bit_in進(jìn)行QPSK調(diào)制，生成2列正交序列，得到基帶信號base_QPSK。

由于Matlab運(yùn)行內(nèi)存分配的問題，在載波調(diào)制過程中，對載頻進(jìn)行了降頻處理。在保證信號傳輸質(zhì)量的前提下，取信號的傳輸載頻為90 MHz，傳輸速率取ZigBee在2.4 GHz頻段的理論傳輸速率[12]，250 kbit/s。使用升余弦濾波器對經(jīng)過QPSK調(diào)制的信號進(jìn)行成型濾波，得到帶通信號QPSK_rc(t)。

由于ZigBee的帶寬為2 MHz，而IEEE 802.11b的帶寬為22 MHz，是ZigBee帶寬的11倍[13-14]，因此IEEE 802.11b在ZigBee傳輸過程中對ZigBee的干擾可以認(rèn)為是限帶的加性高斯白噪聲信號[13-14]。因此在傳輸過程中加入高斯白噪聲以模擬WiFi對于ZigBee傳輸過程中的干擾。

生成一個(gè)與QPSK_rc(t)時(shí)長相等的載頻信號，頻率fc由偽隨機(jī)碼發(fā)生器控制的頻率選擇器來決定。將待傳輸?shù)膸盘朡PSK_rc(t)調(diào)制到頻率為fc的載波上進(jìn)行跳頻傳輸。由于fc受到由偽隨機(jī)碼發(fā)生器控制的頻率選擇器的控制，因此fc有可能因?yàn)樯傻膫坞S機(jī)碼超出選擇范圍而沒有值，設(shè)定此種情況下fc值為1。

MixSig(t)=QPSK_rc(t)×Carrier(tc)

(1)

式(1)中，MixSig(t)表示混頻之后的待傳輸信號，Carrier(tc)表示由頻率發(fā)生器產(chǎn)生的跳頻載波。

按照ZigBee的信道劃分為16個(gè)[13-14]，本方案將跳頻傳輸過程設(shè)定了16次循環(huán)。在循環(huán)過程中，跳頻過程中的擴(kuò)頻載波頻率會(huì)避開輸入的帶通信號QPSK_rc(t)的中心頻率來進(jìn)行頻率的跳變，以防止擴(kuò)頻載波對于帶通信號的串?dāng)_。

2.3 信號接收端

在接收端對擴(kuò)頻載波頻率fc以及接收到的信號進(jìn)行判別和處理。

若fc為1，則接收端接收到的信號Sign_rec(t)即等于加了噪聲的帶通已調(diào)信號QPSK_rc(t)。

若fc不為1，則將經(jīng)過信道傳輸?shù)男盘柵c擴(kuò)頻調(diào)制載波相乘進(jìn)行解擴(kuò)。

Sign_rec(t)=MixSig(t)×Carrier(tc)

(2)

式(2)中，Sign_rec(t)表示接收端接收到后與跳頻載波混頻之后進(jìn)行解擴(kuò)的信號，MixSig(t)表示混頻之后的待傳輸信號，Carrier(tc)表示由頻率發(fā)生器產(chǎn)生的跳頻載波。

將解擴(kuò)出的信號分別與兩路正交相位相乘，得到I_demo(t)和Q_demo(t)兩路經(jīng)過調(diào)制的正交信號，其中，I_demo(t)和Q_demo(t)中都包含4πf1的高頻分量，經(jīng)過匹配濾波將這2個(gè)高頻分量濾除之后再合成即可得到最佳接收信號match_demo，然后將匹配濾波得到的信號match_demo進(jìn)行QPSK解調(diào)，得到經(jīng)過跳頻擴(kuò)頻傳輸接收的碼元序列，并進(jìn)行誤比特判決和計(jì)數(shù)。

2.4 誤比特率計(jì)算模塊

在對接收信號match_demo進(jìn)行QPSK解調(diào)之后得到接收到的比特序列re_base。將比特序列re_base與信號發(fā)送端輸入的待傳輸序列bit_in進(jìn)行對比，并對錯(cuò)誤的比特位進(jìn)行計(jì)數(shù)。

將比較后得到的不同比特位數(shù)存入n_error變量中，然后將總誤比特?cái)?shù)與傳輸?shù)目偙忍財(cái)?shù)相除，得到本次傳輸?shù)恼`比特率。

2.5 跳頻控制子模塊

為了保證跳頻序列的隨機(jī)性，本方案使用了自相關(guān)性良好的偽隨機(jī)碼生成跳頻序列[7-12]。

如圖3所示，跳頻控制子模塊主要分為3個(gè)部分，分別是基帶信號中心頻率輸入部分、偽隨機(jī)序列生成部分和載波頻率生成部分。該模塊的具體運(yùn)行流程如下：首先使用5位線性移位寄存器m序列發(fā)生器生成一個(gè)m序列。采用的生成多項(xiàng)式為：

f(x)=1+x2+x5

(3)

然后將生成的偽隨機(jī)序列整形為一個(gè)31×5的矩陣PNSeq，用5位偽隨機(jī)碼表示1～31之間的十進(jìn)制整數(shù)，并通過數(shù)值運(yùn)算得到一個(gè)1×31的十進(jìn)制整數(shù)序列reg。

為了對應(yīng)ZigBee傳輸中的信道間隔，設(shè)置了16個(gè)間隔df為5 MHz的頻點(diǎn)。之后按照時(shí)鐘頻率每循環(huán)一次取出一個(gè)之前運(yùn)算得到的隨機(jī)十進(jìn)制整數(shù)序列reg中存放的隨機(jī)數(shù)，并進(jìn)行判定。若該隨機(jī)數(shù)在16～31，則與輸入的帶通信號QPSK_rc(t)的中心頻率f1進(jìn)行數(shù)值運(yùn)算，得到跳頻點(diǎn)SaveFrq，否則，SaveFrq為1。

SaveFrq=f1+(num-16)×df

(4)

式(4)中，SaveFrq表示頻率產(chǎn)生器輸出的跳頻頻率，df表示每個(gè)跳頻頻率之間的頻率間隔，df取值5 MHz，num表示從隨機(jī)整數(shù)序列reg中取出的隨機(jī)數(shù)，f1表示待傳輸信號的基帶頻率。

圖3 偽隨機(jī)序列跳頻發(fā)生器

3 系統(tǒng)性能分析

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置與波形

為了獲取足夠多的樣本數(shù)量，并提高仿真計(jì)算效率，使用隨機(jī)數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生100000個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，分10次進(jìn)行循環(huán)模擬，如圖4所示。

將隨機(jī)序列分成I、Q兩路之后，使用中心頻率f1為100 MHz的載波進(jìn)行載波調(diào)制，如圖5所示。傳輸碼率采用ZigBee的理論傳輸速率250 kbps。上采樣頻率fs為載波頻率的5倍，采樣間隔dt為1/fs。成型濾波使用升余弦濾波器，滾降系數(shù)取為0.25。

圖4 隨機(jī)序列發(fā)生器產(chǎn)生的信號

圖5 QPSK調(diào)制信號

為了模擬傳輸過程中WiFi對于ZigBee干擾影響，本方案在傳輸信道對傳輸信號進(jìn)行了高斯白噪聲的疊加。由于WiFi和ZigBee的信道分布有部分重疊，因此在設(shè)計(jì)信道的噪聲疊加時(shí)，在跳頻傳輸模式下的高斯白噪聲只在3/4數(shù)量的信道上進(jìn)行了疊加。同時(shí)，為了測量跳頻擴(kuò)頻傳輸對于傳輸誤比特率的影響，取EbNo為0 dB～10 dB，進(jìn)行測量比較。

圖6 ZigBee和WiFi的信道分布圖

將加入噪聲的信號調(diào)制到擴(kuò)頻載波上，已調(diào)信號的時(shí)域波形如圖7所示。跳頻時(shí)的擴(kuò)頻載波采用從跳頻頻率選擇器返回的頻率數(shù)值SaveFrq作為中心頻率fc。其中，fc的取值范圍為100 MHz～180 MHz，共16個(gè)頻點(diǎn)，每個(gè)頻點(diǎn)相隔5 MHz[15]。接收端對接收到的信號進(jìn)行解擴(kuò)，解擴(kuò)后信號的時(shí)域波形如圖8所示。

圖7 調(diào)制到擴(kuò)頻載波上的已調(diào)信號

圖8 解擴(kuò)信號

圖9 經(jīng)過濾波解調(diào)后的QPSK信號

在進(jìn)行信號接收時(shí)，考慮到ZigBee在傳輸過程中的信道沖突檢測以及跳頻過程中的信道切換時(shí)間，設(shè)置平均傳輸時(shí)延為8 ms，并在接收端進(jìn)行匹配濾波時(shí)對接收時(shí)鐘進(jìn)行校準(zhǔn)調(diào)整。對濾波得到的帶通信號match_demo進(jìn)行QPSK解調(diào)，并對序列進(jìn)行抽樣判決。原序列和解調(diào)后序列如圖10所示。

圖10 解調(diào)之后得到的碼元序列

3.2 誤比特率分析

為了分析跳頻擴(kuò)頻傳輸對于ZigBee信號傳輸準(zhǔn)確性的影響，本方案采用誤比特率來進(jìn)行評估。令Pb表示誤比特率(Bit Error Rate, BER)，Pb可以表示為：

(5)

其中，

(6)

假設(shè)信號傳輸?shù)男诺罏榧有愿咚拱自肼曅诺?，Eb表示接收端接收到的每bit信息的平均能量，No表示接收端所接收到的噪聲功率譜密度。

本方案在信號接收時(shí)采用了匹配濾波，為了提高同步精度，需要較高的采樣點(diǎn)數(shù)。因此在計(jì)算信噪比時(shí)采用的是上采樣信噪比的計(jì)算方式，在EbNo的基礎(chǔ)上去掉調(diào)制方式和采樣率對于信噪比的影響，得出的結(jié)果較為準(zhǔn)確[16]。

SNR=EbNo+10×lg (k)-10×lg (rate)

(8)

其中，EbNo表示Eb/No。Eb表示單位比特的能量，單位是J。No表示功率譜密度，單位是W/Hz。SNR表示S/R，S表示信號功率，單位是W，N表示噪聲功率，單位是W。rate是信號的采樣率，k是調(diào)制階數(shù)。

由于跳頻傳輸過程中，傳輸載頻會(huì)發(fā)生多次變化，可能會(huì)導(dǎo)致與基帶信號發(fā)生串?dāng)_或者在調(diào)制過程中產(chǎn)生誤碼，為了分析跳頻傳輸對于系統(tǒng)傳輸誤比特率的影響，本方案將無跳頻QPSK仿真誤比特率與有跳頻QPSK仿真誤比特率進(jìn)行比較。由圖11可以看出，在跳頻QPSK傳輸情況下，仿真誤比特率與無跳頻傳輸誤比特率基本一致。因此，跳頻傳輸可以在保證傳輸抗截獲能力的基礎(chǔ)上不影響系統(tǒng)的傳輸性能。

圖11 QPSK誤比特率分析

在無跳頻情況下，使用安全密鑰進(jìn)行ZigBee傳輸時(shí)，只要獲取當(dāng)前空閑信道序號即可追蹤到待傳輸?shù)男盘枺@取到待傳輸信息的安全密鑰，即可截獲待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息。而在跳頻擴(kuò)頻系統(tǒng)模型下傳輸，由于跳頻序列良好的偽隨機(jī)性則無法通過獲取當(dāng)前空閑信道序號對待傳輸信號的信道編號進(jìn)行截獲。

4 結(jié)束語

本文以受到802.11b干擾的ZigBee傳輸模型為基礎(chǔ)，給出了一種面向ZigBee無線傳輸?shù)奶l擴(kuò)頻傳輸方案。使用QPSK調(diào)制方式對跳頻擴(kuò)頻傳輸進(jìn)行建模及仿真，并對傳輸誤比特率進(jìn)行了計(jì)算分析。在加入跳頻擴(kuò)頻傳輸之后，傳輸誤比特率與普通的QPSK傳輸仿真誤比特率基本一致，說明跳頻擴(kuò)頻傳輸在QPSK傳輸過程中并不會(huì)影響系統(tǒng)傳輸性能。同時(shí)，利用偽隨機(jī)序列在不同頻點(diǎn)之間的跳變，使得外部對于ZigBee信息的截取和捕捉變得更加困難，從而提高了ZigBee信息傳輸?shù)陌踩浴?/p>