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        高重頻脈沖對被動導(dǎo)引頭前端的干擾機(jī)理研究

        2018-10-29 02:10:46南昊彭世蕤王曉燕許正強(qiáng)
        現(xiàn)代防御技術(shù) 2018年5期
        關(guān)鍵詞:信干導(dǎo)引頭干擾信號

        南昊,彭世蕤,王曉燕,許正強(qiáng)

        (1.空軍預(yù)警學(xué)院,湖北 武漢 430019;2.空軍軍務(wù)信息中心,北京 100843)

        0 引言

        在現(xiàn)代戰(zhàn)爭中,以被動導(dǎo)引頭為關(guān)鍵部件的反輻射武器成為雷達(dá)的主要威脅。近年來,一些新的被動導(dǎo)引頭抗干擾技術(shù)的出現(xiàn),使得對抗反輻射武器更加困難[1-5]。隨著被動導(dǎo)引頭在電磁戰(zhàn)場上發(fā)揮的作用日益凸顯,研究對其的干擾技術(shù)對提高雷達(dá)電子防御能力非常重要。

        隨著脈沖技術(shù)的發(fā)展,采用高重頻脈沖信號對抗接收機(jī)的研究逐漸展開,文獻(xiàn)[6]給出了高重頻脈沖對雷達(dá)接收機(jī)的壓制式干擾試驗效果,文獻(xiàn)[7-10]分析了高重頻激光對激光導(dǎo)引頭的干擾機(jī)理,提出干擾效果對信號重復(fù)頻率有一定要求。因而高重頻脈沖干擾對信號處理能力較弱的被動導(dǎo)引頭的干擾效果更好,即使在干擾信號脈沖密度處于導(dǎo)引頭處理能力范圍內(nèi)的情況下,高重頻干擾同樣可發(fā)揮作用。為此,本文對高重頻脈沖進(jìn)入導(dǎo)引頭前端的響應(yīng)情況進(jìn)行理論研究,明確了高重頻干擾對前端的作用機(jī)理及干擾效能與脈沖參數(shù)之間的理論關(guān)系。

        1 高重頻脈沖信號特征

        高重頻脈沖信號是一種重復(fù)頻率極高的脈沖信號,脈沖寬度通常為幾納秒至幾百納秒,遠(yuǎn)小于雷達(dá)發(fā)射信號的脈沖寬度,具有超寬帶的特性。其時域表達(dá)式為[11]

        (1)

        式中:A為脈沖幅度;τ為脈沖寬度;T為脈沖重復(fù)周期;N為脈沖數(shù)量;rect(·)為矩形函數(shù)。

        將式(1)進(jìn)行傅里葉變換得到高重頻脈沖的頻域表達(dá)式為

        (2)

        設(shè)PRFj為高重頻干擾脈沖重復(fù)頻率,當(dāng)A=2 mV,τ=1 ns,N=1 000,PRFj=200 kHz時,高重頻脈沖時域波形和頻譜如圖1所示。

        圖1 高重頻脈沖時域波形及頻譜圖Fig.1 Time-domain waveform and frequency spectrum of high PRF pulse

        從圖1可以看出,高重頻脈沖的頻譜由離散譜線組成,相鄰譜線間隔為脈沖重復(fù)頻率,譜線包絡(luò)同sinc函數(shù),頻率覆蓋范圍極寬。這樣,實施高重頻干擾后,其寬頻帶特性將使干擾信號頻域上能夠覆蓋導(dǎo)引頭接收頻帶;脈沖寬度極窄使其渡越接收系統(tǒng)的保護(hù)電路[12],前端模擬器件將產(chǎn)生嚴(yán)重的瞬態(tài)響應(yīng)和非線性失真,最終影響信號檢測。

        2 干擾機(jī)理分析

        被動導(dǎo)引頭組成原理框圖如圖2所示。主要由限幅器、帶通濾波器、低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器和檢波器等組成,本文主要研究高重頻脈沖對被動導(dǎo)引頭前端,即限幅器、帶通濾波器和低噪聲放大器的影響。

        圖2 被動導(dǎo)引頭組成原理框圖Fig.2 Principle block diagram of passive seeker

        2.1 限幅器的瞬態(tài)響應(yīng)分析

        干擾脈沖從帶通濾波器輸出后帶寬變窄、脈寬變寬、脈沖前后沿變緩,將不再產(chǎn)生明顯的瞬態(tài)響應(yīng),因此高重頻脈沖在導(dǎo)引頭前端產(chǎn)生的瞬態(tài)響應(yīng)主要來源于限幅器。其工作特性曲線如圖3所示,低輸入功率時,限幅器的輸出信號幅度隨輸入功率增大而等比增大;當(dāng)輸入信號電平超過限幅器門限電平后,限幅器發(fā)揮作用使輸出信號幅度增速變緩;若輸入功率持續(xù)增加,限幅器內(nèi)部PIN二極管將工作于飽和區(qū),限幅器會失去作用直至器件燒毀。PIN限幅器的尖峰泄漏效應(yīng)及恢復(fù)時間是造成自身工作特性受損的主要原因[13]。

        圖3 限幅器工作特性曲線Fig.3 Operating characteristic curve of limiter

        限幅器的響應(yīng)時間通常為幾十納秒,尖峰泄漏效應(yīng)是指當(dāng)干擾脈沖重復(fù)頻率達(dá)到MHz級甚至更高時,脈沖寬度將小于限幅器的響應(yīng)時間,干擾脈沖將直接通過限幅器進(jìn)入帶通濾波器。當(dāng)脈沖重復(fù)周期小于濾波器響應(yīng)時間時,輸出相鄰脈沖前后沿相互疊加,會產(chǎn)生類噪聲信號;當(dāng)脈沖重復(fù)周期大于濾波器響應(yīng)時間時,由于濾波器輸出的干擾譜線頻率與雷達(dá)信號載頻非常接近,當(dāng)兩者頻率差倒數(shù)接近雷達(dá)信號脈寬時,會產(chǎn)生近似噪聲調(diào)幅干擾的效果,在不考慮后級電路失真影響下,檢波后會壓制雷達(dá)信號。

        限幅器的恢復(fù)時間是高重頻干擾脈沖作用的另一原因。當(dāng)輸入信號脈寬大于限幅器響應(yīng)時間時,限幅器發(fā)揮作用。在每個輸入脈沖結(jié)束后的恢復(fù)時間內(nèi),限幅器的隔離度仍然很大并將繼續(xù)對輸入信號進(jìn)行作用,作用時間取決于恢復(fù)時間,通常為幾百納秒。此時,若干擾脈沖與雷達(dá)信號同時進(jìn)入限幅器,高功率的干擾信號會降低限幅器增益,在每個干擾脈沖結(jié)束后的恢復(fù)時間內(nèi),限幅器將繼續(xù)保持低增益對雷達(dá)信號作用,使雷達(dá)信號輸出功率下降,影響正常檢測。

        這種情況下,低增益作用時間為

        (3)

        式中:int(·)表示向下取整函數(shù);τs為雷達(dá)信號脈寬;Tj為干擾脈沖重復(fù)周期;tr為限幅器恢復(fù)時間。

        對于如圖3所示的限幅器工作特性曲線,其幅度增益特性可表示為

        (4)

        式中:Ai為輸入信號幅度;Ao為輸出信號幅度。

        若輸入雷達(dá)信號幅度為A,重復(fù)周期為Ts,脈寬為τs,則無干擾時限幅器脈沖輸出平均功率為

        (5)

        加入高重頻干擾后,限幅器脈沖輸出平均功率變?yōu)?/p>

        (6)

        這樣,脈沖輸出信號功率衰減百分比為

        (7)

        由式(7)可以看出,雷達(dá)信號脈寬、幅度一定時,干擾信號重復(fù)頻率越高、限幅器恢復(fù)時間越長,輸出功率衰減越大。

        2.2 低噪聲放大器的非線性失真分析

        真實的導(dǎo)引頭前端并非理想的線性系統(tǒng)。對接收到的信號進(jìn)行濾波、放大等處理時,前端會因為模擬器件的非線性特性產(chǎn)生失真,且失真產(chǎn)物功率的增加會降低導(dǎo)引頭前端輸出信干比,影響信號檢測。

        前端的非線性失真主要來源于低噪聲放大器,其工作特性分為線性和非線性2種。在線性狀態(tài)下,放大器輸出信號的功率隨著輸入信號功率的增加而等比增加;當(dāng)輸入功率增大到某特定值時,進(jìn)入非線性狀態(tài),輸出信號功率不再等比增大。由于高重頻脈沖具有超寬帶特性,包含較多頻率分量,必定會產(chǎn)生多種非線性失真產(chǎn)物,增加干擾功率進(jìn)而影響后續(xù)信號檢測。其中,三階互調(diào)產(chǎn)物是奇數(shù)階互調(diào)分量里頻率最接近雷達(dá)信號且能量最強(qiáng)的失真產(chǎn)物,它是在非線性狀態(tài)下由雷達(dá)信號的二次諧波與干擾信號混頻產(chǎn)生的[14]。為保證對信號的偵收,接收機(jī)帶寬不能過窄,因此干擾信號很難被濾除。

        2.3 壓制效果的評估

        假設(shè)帶通濾波器為理想濾波器且中心頻率對準(zhǔn)雷達(dá)信號,干擾脈沖進(jìn)入混頻器和中放后不會產(chǎn)生失真。當(dāng)限幅器響應(yīng)時間大于干擾脈沖寬度,干擾脈沖將直接渡越限幅器壓制雷達(dá)信號,為評估干擾效果,分析前端輸出信干比。

        導(dǎo)引頭前端接收到的雷達(dá)信號功率Psr和干擾信號功率Pjr為

        (8)

        (9)

        式中:Pt,Ptj,Gt,Gtj分別為雷達(dá)和干擾源的發(fā)射功率及增益;R,Rj為雷達(dá)、干擾源與導(dǎo)引頭(看作質(zhì)點(diǎn))的距離;Gr為導(dǎo)引頭天線增益;λ為雷達(dá)信號波長;L為信號傳播過程中考慮饋線、極化和大氣衰減后的總損耗,通常為15~17 dB。

        設(shè)帶通濾波器帶寬為B,通常情況下B遠(yuǎn)小于干擾信號頻譜寬度,此時認(rèn)為所有進(jìn)入濾波器的干擾譜線強(qiáng)度近似相等,均為濾波器中心頻率對應(yīng)譜線的強(qiáng)度。這樣,直接落入接收頻帶的干擾功率為

        (10)

        式中:PRFj為干擾脈沖重復(fù)頻率;f0為帶通濾波器中心頻率;P(f0)為濾波器中心頻率對應(yīng)干擾譜線的功率,大小為

        (11)

        式中:JB(f)為通過濾波器的頻率為f的干擾譜線強(qiáng)度,大小為

        JB(f)=H(f)J(f),

        (12)

        H(f)為帶通濾波器傳輸特性,理想情況下有

        (13)

        式中:fL,fH為濾波器的起始頻率和截止頻率。

        根據(jù)三階互調(diào)功率的計算方法[15],干擾脈沖進(jìn)入放大器后產(chǎn)生的三階互調(diào)失真功率為

        PJ2=3(PJ1+G)-2Q3,

        (14)

        式中:G為放大器增益;Q3為放大器三階截交點(diǎn),通常在放大器的技術(shù)指標(biāo)中給定。

        而接收機(jī)噪聲功率大小為

        PNo=kT0FB,

        (15)

        式中:k為玻爾茲曼常數(shù);T0為接收機(jī)溫度;F為噪聲系數(shù)。

        這樣,導(dǎo)引頭前端輸出的干擾功率由直接落入接收機(jī)通頻帶的干擾功率和放大器三階互調(diào)失真功率組成。前端輸出信干比為

        (16)

        3 仿真驗證

        由于前端輸出信干比是隨著被動導(dǎo)引頭空間位置的變化而實時變化的,為便于分析,在某一時刻將雷達(dá)、干擾源和導(dǎo)引頭的位置固定,并以雷達(dá)為原點(diǎn),建立空間直角坐標(biāo)系。仿真中設(shè)定的導(dǎo)引頭和干擾源坐標(biāo)為(-4 000,-3 210,0) m,(-3 000,-3 000,3 000) m。雷達(dá)參數(shù)如下:載頻f0=1 215 MHz,τs=1.12 μs,Gt=40 dB。導(dǎo)引頭各器件參數(shù)如下:接收天線增益Gr=3 dB;放大器Q3=18 dBmW,G=18 dB;帶通濾波器參數(shù):fL=645 MHz,fH=655 MHz,k=1.38e-23,T0=290 K,F(xiàn)=12 dB,信號傳輸過程中總損耗L=17 dB。

        3.1 限幅器瞬態(tài)響應(yīng)仿真及分析

        設(shè)限幅器響應(yīng)時間tx=10 ns,a=c=0.5 mV,b=5 mV,d=1 mV,干擾信號脈寬τj=1 ns。此時限幅器產(chǎn)生尖峰泄漏效應(yīng),設(shè)濾波器響應(yīng)時間為0.1 μs。當(dāng)Pt=500 W,PRFj=50 MHz,Gtj=40 dB,Ptj=50 kW時,帶通濾波器輸出干擾脈沖波形如圖4a)所示,干擾前后檢波輸出波形如圖4b)所示。

        從圖4可以看出,干擾脈沖重復(fù)頻率為50MHz時,由于脈沖重復(fù)周期小于濾波器響應(yīng)時間,干擾信號濾波后前后沿脈沖疊加,檢波后將雷達(dá)信號完全壓制,已無法完成正常檢測。PRFj=0.5 MHz,Ptj=5 MW,其余參數(shù)不變,仿真結(jié)果如圖5所示。

        圖4 壓制干擾仿真結(jié)果(重頻為50 MHz)Fig.4 Simulation results of suppressive interference(PRFj=50 MHz)

        圖5 壓制干擾仿真結(jié)果(重頻為0.5 MHz)Fig.5 Simulation results of suppressive interference(PRFj=0.5 MHz)

        從圖5可以看出,干擾脈沖重復(fù)頻率為0.5 MHz時,脈沖重復(fù)周期大于濾波器響應(yīng)時間,干擾脈沖經(jīng)過濾波器后相鄰脈沖沒有疊加,但由于噪聲調(diào)幅干擾起遮蓋作用的主要是旁頻成分,干擾功率足夠大時同樣壓制了雷達(dá)信號。

        設(shè)限幅器響應(yīng)時間tx分別選為100,150和200 ns。高重頻脈沖參數(shù):Pt=500 W,τj=40 ns,PRFj分別選為50,100,150,200,250 kHz。根據(jù)式(7)進(jìn)行計算,結(jié)果如表1所示。

        從表1可以看出,當(dāng)τj>tx時,無尖峰泄漏效應(yīng)產(chǎn)生。但高重頻干擾使限幅器工作特性改變,在恢復(fù)時間內(nèi)導(dǎo)致信號輸出功率衰減。干擾重復(fù)頻率越高、限幅器恢復(fù)時間越長,衰減百分比越大,驗證了理論分析。對于不同的恢復(fù)時間,當(dāng)干擾脈沖重復(fù)頻率從50 kHz增加到250 kHz時,輸出信號功率衰減百分比均小于2%,最大值為1.87%。此時,可以忽略恢復(fù)時間導(dǎo)致的信號功率衰減,說明尖峰泄漏效應(yīng)是高重頻脈沖對前端干擾奏效的主要原因。

        表1 輸出信號功率衰減百分比

        3.2 干擾脈沖參數(shù)對信干比的影響

        當(dāng)Gtj=40 dB,PRFj=100 kHz時,分別改變干擾功率及脈寬,根據(jù)式(16)進(jìn)行仿真,得到前端輸出信干比變化情況如圖6所示。

        圖6 信干比隨干擾脈寬變化曲線Fig.6 SJR with the variation of jamming pulse width

        從圖6可以看出,干擾脈寬一定時,干擾功率越大,前端輸出信干比越低;干擾功率一定時,干擾脈寬越寬,輸出信干比越高。這是由于在脈寬一定時,干擾功率增大必然會導(dǎo)致信干比降低;干擾脈寬增加后,頻譜包絡(luò)發(fā)生改變,通過帶通濾波器2進(jìn)入后級的干擾能量占總能量的比重減小,使干擾功率減小,導(dǎo)致信干比降低。當(dāng)脈沖寬度為1 ns,脈沖重復(fù)頻率為100 kHz,干擾功率達(dá)到約500 W時,信干比降至0。當(dāng)Ptj=1 kW時,改變脈沖重復(fù)頻率得到前端輸出信干比變化情況如圖7所示。

        圖7 信干比隨干擾重頻變化曲線Fig.7 SJR with the variation of jamming PRF

        從圖7可以看出,干擾脈沖寬度一定時,脈沖重復(fù)頻率增大,前端輸出信干比降低。這是由于干擾機(jī)發(fā)射峰值功率一定時,雖然通過濾波器進(jìn)入后級的干擾能量占總能量的比重?zé)o變化,但是脈沖重復(fù)頻率越高,導(dǎo)引頭前端接收到的平均功率將增大,使前端輸出信干比降低。當(dāng)脈沖重復(fù)頻率約50 kHz時,輸出信干比降至0。

        4 結(jié)束語

        本文研究了高重頻脈沖在導(dǎo)引頭前端的作用機(jī)理,仿真驗證了分析結(jié)果,得到了脈沖參數(shù)與干擾效果之間的理論關(guān)系。結(jié)果表明,當(dāng)干擾信號脈寬小于限幅器響應(yīng)時間時,尖峰泄漏效應(yīng)導(dǎo)致干擾脈沖直接進(jìn)入后續(xù)處理電路,檢波后對雷達(dá)信號形成壓制;限幅器恢復(fù)時間造成的輸出功率衰減不是高重頻干擾作用的主要原因;干擾功率越大,脈沖寬度越小,脈沖重復(fù)頻率越高時,前端輸出信干比越低。上述結(jié)論是在雷達(dá)、干擾機(jī)和被動導(dǎo)引頭相對位置固定的條件下得到的,在實際運(yùn)用中必須充分考慮導(dǎo)引頭的工作模式和運(yùn)動軌跡,合理布設(shè)干擾機(jī)并調(diào)整高重頻脈沖參數(shù),使干擾效果達(dá)到最佳。

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