南昊，彭世蕤，王曉燕，許正強(qiáng)

(1.空軍預(yù)警學(xué)院，湖北 武漢 430019；2.空軍軍務(wù)信息中心，北京 100843)

0 引言

在現(xiàn)代戰(zhàn)爭中，以被動導(dǎo)引頭為關(guān)鍵部件的反輻射武器成為雷達(dá)的主要威脅。近年來，一些新的被動導(dǎo)引頭抗干擾技術(shù)的出現(xiàn)，使得對抗反輻射武器更加困難[1-5]。隨著被動導(dǎo)引頭在電磁戰(zhàn)場上發(fā)揮的作用日益凸顯，研究對其的干擾技術(shù)對提高雷達(dá)電子防御能力非常重要。

隨著脈沖技術(shù)的發(fā)展，采用高重頻脈沖信號對抗接收機(jī)的研究逐漸展開，文獻(xiàn)[6]給出了高重頻脈沖對雷達(dá)接收機(jī)的壓制式干擾試驗效果，文獻(xiàn)[7-10]分析了高重頻激光對激光導(dǎo)引頭的干擾機(jī)理，提出干擾效果對信號重復(fù)頻率有一定要求。因而高重頻脈沖干擾對信號處理能力較弱的被動導(dǎo)引頭的干擾效果更好，即使在干擾信號脈沖密度處于導(dǎo)引頭處理能力范圍內(nèi)的情況下，高重頻干擾同樣可發(fā)揮作用。為此，本文對高重頻脈沖進(jìn)入導(dǎo)引頭前端的響應(yīng)情況進(jìn)行理論研究，明確了高重頻干擾對前端的作用機(jī)理及干擾效能與脈沖參數(shù)之間的理論關(guān)系。

1 高重頻脈沖信號特征

高重頻脈沖信號是一種重復(fù)頻率極高的脈沖信號，脈沖寬度通常為幾納秒至幾百納秒，遠(yuǎn)小于雷達(dá)發(fā)射信號的脈沖寬度，具有超寬帶的特性。其時域表達(dá)式為[11]

(1)

式中：A為脈沖幅度；τ為脈沖寬度；T為脈沖重復(fù)周期；N為脈沖數(shù)量；rect(·)為矩形函數(shù)。

將式(1)進(jìn)行傅里葉變換得到高重頻脈沖的頻域表達(dá)式為

(2)

設(shè)PRFj為高重頻干擾脈沖重復(fù)頻率，當(dāng)A=2 mV，τ=1 ns，N=1 000，PRFj=200 kHz時，高重頻脈沖時域波形和頻譜如圖1所示。

圖1 高重頻脈沖時域波形及頻譜圖Fig.1 Time-domain waveform and frequency spectrum of high PRF pulse

從圖1可以看出，高重頻脈沖的頻譜由離散譜線組成，相鄰譜線間隔為脈沖重復(fù)頻率，譜線包絡(luò)同sinc函數(shù)，頻率覆蓋范圍極寬。這樣，實施高重頻干擾后，其寬頻帶特性將使干擾信號頻域上能夠覆蓋導(dǎo)引頭接收頻帶；脈沖寬度極窄使其渡越接收系統(tǒng)的保護(hù)電路[12]，前端模擬器件將產(chǎn)生嚴(yán)重的瞬態(tài)響應(yīng)和非線性失真，最終影響信號檢測。

2 干擾機(jī)理分析

被動導(dǎo)引頭組成原理框圖如圖2所示。主要由限幅器、帶通濾波器、低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器和檢波器等組成，本文主要研究高重頻脈沖對被動導(dǎo)引頭前端，即限幅器、帶通濾波器和低噪聲放大器的影響。

圖2 被動導(dǎo)引頭組成原理框圖Fig.2 Principle block diagram of passive seeker

2.1 限幅器的瞬態(tài)響應(yīng)分析

干擾脈沖從帶通濾波器輸出后帶寬變窄、脈寬變寬、脈沖前后沿變緩，將不再產(chǎn)生明顯的瞬態(tài)響應(yīng)，因此高重頻脈沖在導(dǎo)引頭前端產(chǎn)生的瞬態(tài)響應(yīng)主要來源于限幅器。其工作特性曲線如圖3所示，低輸入功率時，限幅器的輸出信號幅度隨輸入功率增大而等比增大；當(dāng)輸入信號電平超過限幅器門限電平后，限幅器發(fā)揮作用使輸出信號幅度增速變緩；若輸入功率持續(xù)增加，限幅器內(nèi)部PIN二極管將工作于飽和區(qū)，限幅器會失去作用直至器件燒毀。PIN限幅器的尖峰泄漏效應(yīng)及恢復(fù)時間是造成自身工作特性受損的主要原因[13]。

圖3 限幅器工作特性曲線Fig.3 Operating characteristic curve of limiter

限幅器的響應(yīng)時間通常為幾十納秒，尖峰泄漏效應(yīng)是指當(dāng)干擾脈沖重復(fù)頻率達(dá)到MHz級甚至更高時，脈沖寬度將小于限幅器的響應(yīng)時間，干擾脈沖將直接通過限幅器進(jìn)入帶通濾波器。當(dāng)脈沖重復(fù)周期小于濾波器響應(yīng)時間時，輸出相鄰脈沖前后沿相互疊加，會產(chǎn)生類噪聲信號；當(dāng)脈沖重復(fù)周期大于濾波器響應(yīng)時間時，由于濾波器輸出的干擾譜線頻率與雷達(dá)信號載頻非常接近，當(dāng)兩者頻率差倒數(shù)接近雷達(dá)信號脈寬時，會產(chǎn)生近似噪聲調(diào)幅干擾的效果，在不考慮后級電路失真影響下，檢波后會壓制雷達(dá)信號。

限幅器的恢復(fù)時間是高重頻干擾脈沖作用的另一原因。當(dāng)輸入信號脈寬大于限幅器響應(yīng)時間時，限幅器發(fā)揮作用。在每個輸入脈沖結(jié)束后的恢復(fù)時間內(nèi)，限幅器的隔離度仍然很大并將繼續(xù)對輸入信號進(jìn)行作用，作用時間取決于恢復(fù)時間，通常為幾百納秒。此時，若干擾脈沖與雷達(dá)信號同時進(jìn)入限幅器，高功率的干擾信號會降低限幅器增益，在每個干擾脈沖結(jié)束后的恢復(fù)時間內(nèi)，限幅器將繼續(xù)保持低增益對雷達(dá)信號作用，使雷達(dá)信號輸出功率下降，影響正常檢測。

這種情況下，低增益作用時間為

(3)

式中:int(·)表示向下取整函數(shù);τs為雷達(dá)信號脈寬;Tj為干擾脈沖重復(fù)周期;tr為限幅器恢復(fù)時間。

對于如圖3所示的限幅器工作特性曲線，其幅度增益特性可表示為

(4)

式中：Ai為輸入信號幅度；Ao為輸出信號幅度。

若輸入雷達(dá)信號幅度為A，重復(fù)周期為Ts，脈寬為τs，則無干擾時限幅器脈沖輸出平均功率為

(5)

加入高重頻干擾后，限幅器脈沖輸出平均功率變?yōu)?/p>

(6)

這樣，脈沖輸出信號功率衰減百分比為

(7)

由式(7)可以看出，雷達(dá)信號脈寬、幅度一定時，干擾信號重復(fù)頻率越高、限幅器恢復(fù)時間越長，輸出功率衰減越大。

2.2 低噪聲放大器的非線性失真分析

真實的導(dǎo)引頭前端并非理想的線性系統(tǒng)。對接收到的信號進(jìn)行濾波、放大等處理時，前端會因為模擬器件的非線性特性產(chǎn)生失真，且失真產(chǎn)物功率的增加會降低導(dǎo)引頭前端輸出信干比，影響信號檢測。

前端的非線性失真主要來源于低噪聲放大器，其工作特性分為線性和非線性2種。在線性狀態(tài)下，放大器輸出信號的功率隨著輸入信號功率的增加而等比增加；當(dāng)輸入功率增大到某特定值時，進(jìn)入非線性狀態(tài)，輸出信號功率不再等比增大。由于高重頻脈沖具有超寬帶特性，包含較多頻率分量，必定會產(chǎn)生多種非線性失真產(chǎn)物，增加干擾功率進(jìn)而影響后續(xù)信號檢測。其中，三階互調(diào)產(chǎn)物是奇數(shù)階互調(diào)分量里頻率最接近雷達(dá)信號且能量最強(qiáng)的失真產(chǎn)物，它是在非線性狀態(tài)下由雷達(dá)信號的二次諧波與干擾信號混頻產(chǎn)生的[14]。為保證對信號的偵收，接收機(jī)帶寬不能過窄，因此干擾信號很難被濾除。

2.3 壓制效果的評估

假設(shè)帶通濾波器為理想濾波器且中心頻率對準(zhǔn)雷達(dá)信號，干擾脈沖進(jìn)入混頻器和中放后不會產(chǎn)生失真。當(dāng)限幅器響應(yīng)時間大于干擾脈沖寬度，干擾脈沖將直接渡越限幅器壓制雷達(dá)信號，為評估干擾效果，分析前端輸出信干比。

導(dǎo)引頭前端接收到的雷達(dá)信號功率Psr和干擾信號功率Pjr為

(8)

(9)

式中:Pt,Ptj,Gt,Gtj分別為雷達(dá)和干擾源的發(fā)射功率及增益;R,Rj為雷達(dá)、干擾源與導(dǎo)引頭(看作質(zhì)點(diǎn))的距離;Gr為導(dǎo)引頭天線增益;λ為雷達(dá)信號波長;L為信號傳播過程中考慮饋線、極化和大氣衰減后的總損耗，通常為15～17 dB。

設(shè)帶通濾波器帶寬為B，通常情況下B遠(yuǎn)小于干擾信號頻譜寬度，此時認(rèn)為所有進(jìn)入濾波器的干擾譜線強(qiáng)度近似相等，均為濾波器中心頻率對應(yīng)譜線的強(qiáng)度。這樣，直接落入接收頻帶的干擾功率為

(10)

式中:PRFj為干擾脈沖重復(fù)頻率;f0為帶通濾波器中心頻率;P(f0)為濾波器中心頻率對應(yīng)干擾譜線的功率，大小為

(11)

式中:JB(f)為通過濾波器的頻率為f的干擾譜線強(qiáng)度，大小為

JB(f)=H(f)J(f),

(12)

H(f)為帶通濾波器傳輸特性，理想情況下有

(13)

式中:fL，fH為濾波器的起始頻率和截止頻率。

根據(jù)三階互調(diào)功率的計算方法[15]，干擾脈沖進(jìn)入放大器后產(chǎn)生的三階互調(diào)失真功率為

PJ2=3(PJ1+G)-2Q3,

(14)

式中:G為放大器增益;Q3為放大器三階截交點(diǎn)，通常在放大器的技術(shù)指標(biāo)中給定。

而接收機(jī)噪聲功率大小為

PNo=kT0FB,

(15)

式中:k為玻爾茲曼常數(shù);T0為接收機(jī)溫度;F為噪聲系數(shù)。

這樣，導(dǎo)引頭前端輸出的干擾功率由直接落入接收機(jī)通頻帶的干擾功率和放大器三階互調(diào)失真功率組成。前端輸出信干比為

(16)

3 仿真驗證

由于前端輸出信干比是隨著被動導(dǎo)引頭空間位置的變化而實時變化的，為便于分析，在某一時刻將雷達(dá)、干擾源和導(dǎo)引頭的位置固定，并以雷達(dá)為原點(diǎn)，建立空間直角坐標(biāo)系。仿真中設(shè)定的導(dǎo)引頭和干擾源坐標(biāo)為(-4 000,-3 210,0) m,(-3 000,-3 000,3 000) m。雷達(dá)參數(shù)如下：載頻f0=1 215 MHz，τs=1.12 μs，Gt=40 dB。導(dǎo)引頭各器件參數(shù)如下：接收天線增益Gr=3 dB；放大器Q3=18 dBmW，G=18 dB；帶通濾波器參數(shù)：fL=645 MHz，fH=655 MHz，k=1.38e-23，T0=290 K，F(xiàn)=12 dB，信號傳輸過程中總損耗L=17 dB。

3.1 限幅器瞬態(tài)響應(yīng)仿真及分析

設(shè)限幅器響應(yīng)時間tx=10 ns，a=c=0.5 mV,b=5 mV,d=1 mV，干擾信號脈寬τj=1 ns。此時限幅器產(chǎn)生尖峰泄漏效應(yīng)，設(shè)濾波器響應(yīng)時間為0.1 μs。當(dāng)Pt=500 W，PRFj=50 MHz，Gtj=40 dB，Ptj=50 kW時，帶通濾波器輸出干擾脈沖波形如圖4a)所示，干擾前后檢波輸出波形如圖4b)所示。

從圖4可以看出，干擾脈沖重復(fù)頻率為50MHz時，由于脈沖重復(fù)周期小于濾波器響應(yīng)時間，干擾信號濾波后前后沿脈沖疊加，檢波后將雷達(dá)信號完全壓制，已無法完成正常檢測。PRFj=0.5 MHz，Ptj=5 MW，其余參數(shù)不變，仿真結(jié)果如圖5所示。

圖4 壓制干擾仿真結(jié)果(重頻為50 MHz)Fig.4 Simulation results of suppressive interference(PRFj=50 MHz)

圖5 壓制干擾仿真結(jié)果(重頻為0.5 MHz)Fig.5 Simulation results of suppressive interference(PRFj=0.5 MHz)

從圖5可以看出，干擾脈沖重復(fù)頻率為0.5 MHz時，脈沖重復(fù)周期大于濾波器響應(yīng)時間，干擾脈沖經(jīng)過濾波器后相鄰脈沖沒有疊加，但由于噪聲調(diào)幅干擾起遮蓋作用的主要是旁頻成分，干擾功率足夠大時同樣壓制了雷達(dá)信號。

設(shè)限幅器響應(yīng)時間tx分別選為100,150和200 ns。高重頻脈沖參數(shù)：Pt=500 W，τj=40 ns，PRFj分別選為50,100,150,200,250 kHz。根據(jù)式(7)進(jìn)行計算，結(jié)果如表1所示。

從表1可以看出，當(dāng)τj>tx時，無尖峰泄漏效應(yīng)產(chǎn)生。但高重頻干擾使限幅器工作特性改變，在恢復(fù)時間內(nèi)導(dǎo)致信號輸出功率衰減。干擾重復(fù)頻率越高、限幅器恢復(fù)時間越長，衰減百分比越大，驗證了理論分析。對于不同的恢復(fù)時間，當(dāng)干擾脈沖重復(fù)頻率從50 kHz增加到250 kHz時，輸出信號功率衰減百分比均小于2%，最大值為1.87%。此時，可以忽略恢復(fù)時間導(dǎo)致的信號功率衰減，說明尖峰泄漏效應(yīng)是高重頻脈沖對前端干擾奏效的主要原因。

表1 輸出信號功率衰減百分比

3.2 干擾脈沖參數(shù)對信干比的影響

當(dāng)Gtj=40 dB,PRFj=100 kHz時，分別改變干擾功率及脈寬，根據(jù)式(16)進(jìn)行仿真，得到前端輸出信干比變化情況如圖6所示。

圖6 信干比隨干擾脈寬變化曲線Fig.6 SJR with the variation of jamming pulse width

從圖6可以看出，干擾脈寬一定時，干擾功率越大，前端輸出信干比越低；干擾功率一定時，干擾脈寬越寬，輸出信干比越高。這是由于在脈寬一定時，干擾功率增大必然會導(dǎo)致信干比降低；干擾脈寬增加后，頻譜包絡(luò)發(fā)生改變，通過帶通濾波器2進(jìn)入后級的干擾能量占總能量的比重減小，使干擾功率減小，導(dǎo)致信干比降低。當(dāng)脈沖寬度為1 ns，脈沖重復(fù)頻率為100 kHz，干擾功率達(dá)到約500 W時，信干比降至0。當(dāng)Ptj=1 kW時，改變脈沖重復(fù)頻率得到前端輸出信干比變化情況如圖7所示。

圖7 信干比隨干擾重頻變化曲線Fig.7 SJR with the variation of jamming PRF

從圖7可以看出，干擾脈沖寬度一定時，脈沖重復(fù)頻率增大，前端輸出信干比降低。這是由于干擾機(jī)發(fā)射峰值功率一定時，雖然通過濾波器進(jìn)入后級的干擾能量占總能量的比重?zé)o變化，但是脈沖重復(fù)頻率越高，導(dǎo)引頭前端接收到的平均功率將增大，使前端輸出信干比降低。當(dāng)脈沖重復(fù)頻率約50 kHz時，輸出信干比降至0。

4 結(jié)束語

本文研究了高重頻脈沖在導(dǎo)引頭前端的作用機(jī)理，仿真驗證了分析結(jié)果，得到了脈沖參數(shù)與干擾效果之間的理論關(guān)系。結(jié)果表明，當(dāng)干擾信號脈寬小于限幅器響應(yīng)時間時，尖峰泄漏效應(yīng)導(dǎo)致干擾脈沖直接進(jìn)入后續(xù)處理電路，檢波后對雷達(dá)信號形成壓制；限幅器恢復(fù)時間造成的輸出功率衰減不是高重頻干擾作用的主要原因；干擾功率越大，脈沖寬度越小，脈沖重復(fù)頻率越高時，前端輸出信干比越低。上述結(jié)論是在雷達(dá)、干擾機(jī)和被動導(dǎo)引頭相對位置固定的條件下得到的，在實際運(yùn)用中必須充分考慮導(dǎo)引頭的工作模式和運(yùn)動軌跡，合理布設(shè)干擾機(jī)并調(diào)整高重頻脈沖參數(shù)，使干擾效果達(dá)到最佳。