陳陽,張瑞智,金鍇,焦子豪,張鴻

(西安交通大學微電子學院,710049,西安)

與傳統(tǒng)溫度傳感器相比,CMOS溫度傳感器集成了感溫電路和信號處理電路,具有低功耗、低成本、可直接數字化輸出等優(yōu)點,已逐漸成為溫度傳感器研究的主流。然而,由于工藝偏差和寄生參數等非理想因素的限制,高精度、低功耗、寬測量范圍的CMOS溫度傳感器的設計和實現(xiàn)仍然面臨巨大的挑戰(zhàn)。

為了降低CMOS溫度傳感器的功耗,并在較寬的溫度范圍內實現(xiàn)高精度測量,近年來出現(xiàn)了很多新穎的設計思路與電路結構。文獻[1]提出了一種依靠MOS管的閾值電壓進行溫度感知的方法,實現(xiàn)了很低的功耗,但由于MOS管參數受工藝波動影響較大,這種傳感器的精度較低,并且需要復雜的校準方法,測量范圍也僅僅為-10～30 ℃。文獻[2]溫度傳感器采用基于雙極型晶體管(BJT)的感溫前端和8位逐次逼近(SAR)模數轉換器(ADC),在-10～120 ℃的測量范圍內實現(xiàn)了±2 ℃的測量精度。這種傳感器受限于SAR ADC的轉換精度[3-5],無法實現(xiàn)更高的精度。文獻[6-8]提出的傳感器也采用基于BJT的感溫前端,并用高精度的二階縮放(ZOOM)ADC實現(xiàn)了±0.15 ℃的精度和極低的功耗。其中,ZOOM ADC采用了SAR ADC與Sigma-Delta ADC結合的方式實現(xiàn),可在單點校準的情況下,在-55～125 ℃的測量范圍內實現(xiàn)±0.15 ℃的精度和極低的功耗,但這種ZOOM ADC的兩級ADC之間存在級間失配,需要復雜的校準電路消除其帶來的溫度測量誤差。

可以看出,采用BJT感溫前端的溫度傳感器具有更寬的溫度測量范圍和更簡便的校準方式,采用間接式ADC讀出電路的傳感器具有更高的測量精度,但同時也需要克服BJT感溫前端和間接式ADC帶來的功耗大的缺點。

本文提出了一種基于電荷平衡ADC的高精度CMOS溫度傳感器。采用基于BJT的感溫前端電路產生與溫度成正比和反比的2個電壓,再用15 bit的電荷平衡ADC對這2個電壓交替量化,得到高精度的數字輸出結果。該結構在實現(xiàn)寬范圍、高精度的同時,避免了高精度帶隙基準電壓,可以實現(xiàn)極低的功耗。

1 基于BJT的感溫原理

本文的溫度傳感器基于BJT的基極-發(fā)射極電壓VBE的原理,其基本電路結構如圖1所示。本章結合圖1對其基本原理進行論述。

(a)溫度傳感器電路 (b)電路的溫度特征曲線 圖1 基于BJT的溫度傳感器

二極管方式連接的襯底PNP型BJT的基極-發(fā)射極電壓可以表示為

(1)

式中:η為與工藝相關的非理想因子;k為玻爾茲曼常數;q為電子電荷量;T為開爾文溫度;IC為PNP的集電極電流;IS為PNP的飽和電流。綜合IS的溫度特性,BJT的VBE為一個反比于溫度(CTAT)的電壓。

若有2個PNP BJT,它們的偏置電流比為1∶p,則它們的基極-發(fā)射極電壓的差值可以表示為

(2)

由式(2)可知,ΔVBE為正比于絕對溫度(PTAT)的電壓。若將VBE和ΔVBE線性結合,則在理論上可得到一個與溫度基本無關的帶隙基準電壓

VREF=VBE1+aΔVBE

(3)

式中:α為一個固定的系數。

用一個以VREF為基準電壓的ADC來量化αΔVBE,即可得到一個與溫度線性相關的數字碼μ,可表示為

(4)

將μ進行線性映射處理后即可得到以攝氏度表示的數字量Dout為

Dout=Aμ+B

(5)

式中:A和B為常數。通過簡單推導,可以求得A≈600、B≈273[9]。

若采用常規(guī)的ADC量化αΔVBE,則需要額外的電路來產生高精度VREF電壓[10],這將增大功耗和電路開銷,并且VREF的溫度誤差將降低傳感器的精度。本文采用電荷平衡ADC直接對VBE和ΔVBE交替量化,無需額外產生VREF,因此具有較低的功耗。VBE和ΔVBE的比例系數通過調節(jié)ADC采樣電容的比例來實現(xiàn),具有很高的精度。

2 電路設計

2.1 總體結構

根據第一章中的基本原理,本文提出的溫度傳感器采用基于BJT的溫度感應前端電路產生一個與溫度成正比的電壓ΔVBE和一個與溫度成反比的電壓VBE,再用一個電荷平衡ADC對這2個電壓進行交替量化和處理,式(3)中的系數α由電荷平衡ADC交替采樣時的采樣電容之比來實現(xiàn),具有很高的精度。電荷平衡ADC輸出的碼流經過數字濾波后即可得到代表溫度的數字碼μ,最后再通過一個線性映射模塊得到以攝氏度表示的數字溫度Dout。溫度傳感器中還包括了電流偏置電路、控制和時鐘電路,其中電流偏置電路為片上的模擬電路提供電流偏置,控制和時鐘電路產生時鐘信號和必要的控制信號。為了方便調試,本文電荷平衡ADC的數字濾波器和最終的數字映射電路在片外實現(xiàn),最終實現(xiàn)的溫度傳感器的總體框圖如圖2所示。

圖2 本文溫度傳感器總體框圖

2.2 溫度感應前端電路

溫度感應前端主要包括感溫電路及其電流偏置電路。在感溫電路中,PNP晶體管的飽和電流IS存在工藝波動,因此使得VBE的斜率隨著溫度發(fā)生變化。在寬溫度測量范圍內,該非線性將嚴重影響溫度傳感器的測量精度。根據式(1)可知,使用PTAT電流偏置感溫電路可以實現(xiàn)對IS波動的一階抵消,從而降低其對傳感器精度的影響。

電流偏置電路采用自偏置結構,其中2個PNP管的電流比為1∶10,可以產生一個與電源無關的PTAT電流源,為感溫電路提供偏置電流,如圖3所示。電流鏡偏置電路中的運放和MOS電流鏡可以保證2個PNP管QBL和QBR的發(fā)射極電流的精確比例。然而,CMOS工藝中寄生PNP管電流增益βF通常比較小,基極電流將因此而增大,從而會使得2個晶體管的集電極電流IC以及VBE的失配比較嚴重。本文采用了文獻[7]中的方法,在晶體管QBL的基極串聯(lián)一個大小為Rb/10的電阻來減小有限βF引起的失配。根據圖3的結構,可以求得偏置電路中的電流

(6)

該電流流過感溫電路中的二極管方式連接的PNP晶體管QL和QR的發(fā)射極,則相應的單位電流為

(7)

由式(7)可知,感溫電路中PNP管的VBE將不受βF值的影響。

運放的失調電壓VOS也會給偏置電流帶來誤差,從而使得感溫電路中的VBE出現(xiàn)偏差。若要使溫度傳感器的溫度誤差小于±0.2 ℃,則運放的失調電壓必須小于100 μV[9]。受到器件參數波動以及版圖失配的影響,CMOS工藝中的運放很難實現(xiàn)如此小的失調電壓。本文通過斬波技術來降低失調電壓,即采用一組開關在時鐘的控制下,周期性地切換運放的輸入輸出極性,如圖3所示。若運放失調帶來的電流誤差為Ioff=VOS/Rb,在斬波技術下,PNP晶體管的偏置電流在I+Ioff與I-Ioff之間切換,使得感溫電路中的VBE的平均值為I,不受運放失調電壓VOS的影響。本文在設計中采用了一個折疊共源共柵的斬波運放來消除失調。

圖3 本文提出的溫度感應前端電路

為了保證感溫電路輸出的ΔVBE的精度,流過QR和QL的電流的比例必須具有非常高的精度。本文設計IQL∶IQR=1∶5,并采用動態(tài)元件匹配技術來對6個電流源的輸出以偽隨機的方式進行選擇,從而可以消除電流源之間的失配,獲得精準的電流比例。

溫度感應前端最終輸出VCB,該輸出的單端電壓為VBE,差分電壓為ΔVBE。電荷平衡ADC通過選擇將VCB單端或差分輸入以實現(xiàn)對VBE和ΔVBE的電荷平衡。

2.3 電荷平衡ADC設計

根據式(4)中μ的輸出范圍,實現(xiàn)0.02 ℃的數字溫度分辨率需要一個精度為15 bit的高精度ADC。由于溫度變化通常比較緩慢,其測量對ADC的速度要求比較低,因此本文采用電荷平衡ADC來量化感溫電路輸出的電壓[5]。電荷平衡ADC實際上是Sigma-Delta ADC的一種特殊應用,當輸入為直流量時,Sigma-Delta調制器的工作過程相當于在輸入VIN和基準電壓VREF之間進行電荷平衡,因此也可被稱為電荷平衡ADC。

為了縮短測量時間同時保證結構的穩(wěn)定性,采用了一個具有二階環(huán)路濾波器特性電荷平衡ADC。為了確保環(huán)路穩(wěn)定,在Sigma-Delta調制器的基礎上,加入一條反饋至第二級積分器輸入的增益為b路徑,并取b/a1=1/2以保證環(huán)路在溫度傳感器所能達到的輸入范圍內都是穩(wěn)定的。同時加入從VIN到第二級積分器的前饋路徑,使得第一級積分器的平均輸出值保持為0,使其輸出峰峰值顯著減小。同時,前饋路徑的引入不會改變調制器的噪聲傳遞函數。引入反饋路徑和前饋路徑的二階電荷平衡調制器如圖4a所示。

根據式(4),電荷平衡ADC需要量化αΔVBE與VREF的比例,其中VREF=VBE1+αΔVBE。直接的方法是通過加法模塊產生VREF,再用其作為調制器的基準電壓來量化VIN,如圖4a所示。但是,這將增加電路開銷,并且加法電路的誤差將直接影響傳感器的精度。

在圖4a中,第一級積分器的輸入VX可以表示為

(8)

(a)具有反饋和前饋路徑需要產生VREF的結構

(b)本文簡化后無需VREF的結構圖4 二階電荷平衡調制器原理框圖

式中:s表示碼流。式(8)表示的功能可以用更簡單的結構來實現(xiàn),即在s=0時,調制器的輸入為αΔVBE;反之,s=1時調制器的輸入為VBE。這樣就可以省去產生基準電壓的加法電路。

第二級積分器也采用與第一級積分器相同的處理方法來省去基準電壓。通過以上簡化后,本文的二階電荷平衡ADC調制器的結構如圖4b所示,在輸出碼流的控制下,調制器輪流處理αΔVBE和VBE,從而省去了VREF產生電路。

根據系統(tǒng)級仿真結果,調制器的環(huán)路參數為a1=1/4,a2=2/3,b=1/2。根據文獻[11]的方法對調制器進行時序分析,可以求得其最小可分辨的電壓為

(9)

式中:N為每次溫度轉化所需要的時鐘周期數。根據式(9),要達到15 bit的精度需要512個電荷平衡周期。

根據圖4b的系統(tǒng)結構,即可得到本文電荷平衡調制器的電路結構。為了克服工藝誤差和器件失配對調制器精度的影響,同時盡可能縮小調制器的面積,在調制器中引入了動態(tài)元件匹配、斬波技術和變時鐘采樣,如圖5所示。為了降低電容的比值從而提高匹配精度,本文對調制器的采樣電路也進行了改進。在一個電荷平衡周期內,若s=0,積分器對ΔVBE進行2次電荷轉換;若s=1,只對VBE進行一次電荷轉換。這等效于將ΔVBE的處理增益提高了2倍,因此可以相應地將積分器的電容比例縮小1/2。

具體實現(xiàn)時,積分器的采樣電容為7個單位電容,在積分ΔVBE時使用全部7個電容,而積分VBE時只使用其中的1個電容,結合前述的時鐘控制策略,即可實現(xiàn)α=14的比例系數。在采樣VBE時,本文對7個采樣電容也使用動態(tài)元件匹配技術,從而可以有效地降低電容失配對轉換結果的影響。調制器中的運放和比較器均采用斬波調制技術來減小失調的影響,如圖5所示。調制器在每個轉換周期進行2次斬波以將失調電壓調制至數字濾波器的第一個零點處,同時,采用這樣低頻的斬波也可以避免斬波開關電荷注入帶來的誤差。

電荷平衡調制器對運放的直流增益以及輸出范圍有較高的要求,因此本設計采用了一個高增益、寬輸出范圍的兩級CLASS-AB輸出運放結構[11-12]。調制器中的比較器采用了一個動態(tài)預放大鎖存比較器,可以抑制第二級積分器的輸出回踢噪聲。

圖5 本文二階電荷平衡調制器電路

3 低功耗控制方案

射頻標簽、生物醫(yī)療和物聯(lián)網等系統(tǒng)需要溫度傳感器具有極低的功耗。除了盡量降低模塊的電路功耗,本文通過數字控制引入使能模式,在系統(tǒng)級降低傳感器的平均功耗。在不需要溫度檢測時,控制模塊使整個溫度傳感器進入睡眠模式,從而使得靜態(tài)功耗幾乎為0。在需要進行溫度檢測時,控制模塊喚醒溫度傳感器進行工作直至該次溫度轉換結束。圖6給出了低功耗數字控制的時序圖。

圖6 低功耗數字控制時序圖

4 工藝誤差校準

本文在感溫電路以及調制器的采樣網絡中使用了動態(tài)元件匹配技術,因此感溫電路中6個電流源的比率p以及調制器的αΔVBE可以認為是不受工藝偏差影響的。然而,VBE將受到工藝波動的影響而產生較大的誤差。因此,必須對VBE的誤差加以校準。

為了校準VBE隨工藝波動引起的轉換誤差,本文用前臺校準的方法,在給定環(huán)境溫度條件下,用外置的參考電壓替代片內的VBE得到相應的轉換結果,與用片內VBE得到的轉換結果對比,即可標定出VBE在這一溫度下的精確值[13],基本的校準思路如圖7所示。

圖7 電壓校準過程示意圖

校準可以在芯片晶圓測試或封裝測試時進行,首先使用一個精準的片外電壓Vext代替VBE,為了防止校準電壓誤差帶來額外的溫度誤差,要求Vext的精度小于1 mV。通過ADC可以得到轉換結果μext,表示為

(10)

結合式(2)可以得到芯片的溫度為

(11)

式中

(12)

得到芯片溫度后,輸入切換回VBE,ADC進行轉換得到未校準的轉換結果μ,根據式(4)求出未校準的VBE,將其與該溫度下的理論值對比即可求出VBE的誤差,再使用熔絲修調調節(jié)電流偏置電路中的電阻Rb來改變偏置電流大小從而修正VBE的誤差,即可實現(xiàn)校準。校準時,要求環(huán)境溫度在2個測試周期的時間內變化小于0.1 ℃,通常的測試環(huán)境都可輕易滿足這一要求。由于該校準過程可以在室溫條件下進行,并且校準時間僅為溫度傳感器的2個測量周期,因此大大減小了校準的成本。

5 仿真結果

本文溫度傳感器電路采用0.18 μm工藝設計,核心電路的版圖面積僅為0.55 mm2。提取版圖寄生參數后的仿真結果顯示該溫度傳感器在-40～125 ℃的測量范圍內具有良好的線性轉換特性,如圖8所示。在-40～125 ℃的測量范圍內,溫度轉換的仿真誤差如圖9所示,可以看出在20～100 ℃的測溫范圍內具有良好的轉換精度,但在低溫和高溫下精度有所惡化,這是由于在低溫和高溫時PNP晶體管的VBE隨溫度變化的線性度變差導致的。即便如此,最差的精度仍然可以達到為±0.2 ℃。

圖8 本文溫度傳感器的溫度轉換曲線

圖9 溫度轉換誤差曲線

圖10 不同工藝角下的校準前后溫度轉換誤差

在典型(TT)、快速(FF)和慢速(SS)這3種不同工藝角下的溫度轉換誤差曲線如圖10所示,可以看出相比未校準前,溫度轉化誤差在校準后都顯著減小。在校準之后,SS工藝角下的誤差在整個溫度范圍內均小于±0.2 ℃,FF工藝角下的誤差在-30～80 ℃的溫度范圍內小于±0.2 ℃,考慮到SS和FF工藝角下仿真的是工藝波動極端情況下的結果,因此該校準結果是可以接受的。因此,在引入對VBE的電壓單點校準后,可以顯著降低由工藝波動帶來的溫度轉換誤差。

圖11 有、無斬波和DEM時的溫度轉換誤差對比

引入10%的器件失配后得到的有、無斬波和DEM 2種情況下溫度誤差仿真結果如圖11所示。在無斬波和DEM時,器件的失配帶來了很大的溫度轉換誤差,這主要是感溫電路中的電流比率和采樣電路中的電容比率α對器件匹配的高要求造成的;在引入斬波和DEM技術后,器件失配對電流比率和電容比率α的影響大為降低,此時由器件失配帶來的溫度轉換誤差不會影響溫度傳感器的精度。

本文溫度傳感器(見圖12)在室溫下的工作電流為130 μA,休眠模式下所有電路模塊關閉,僅存在著數字電路的靜態(tài)電流,該電流小于1 nA。傳感器的溫度分辨率為0.02 ℃,進行一次溫度測試所需的時間為42 ms。

表1列出了本文與其他近期文獻中6種CMOS溫度傳感器的性能對比,從中可以看出,本文傳感器在實現(xiàn)溫度傳感器寬范圍、高精度的同時,也實現(xiàn)了良好的功耗控制和較短的轉換時間。

表1 7種溫度傳感器的性能總結與對比

圖12 本文溫度傳感器芯片版圖

6 總 結

本文提出了一種基于電荷平衡ADC的高精度CMOS溫度傳感器,通過BJT進行溫度到電壓的轉換,利用高精度電荷平衡ADC進行電壓的量化,并采用電壓校準的方式降低工藝帶來的精度誤差。仿真結果表明,在3.3 V電源電壓,-40～125 ℃的溫度測量范圍內,測量的分辨率為0.02 ℃,測量精度可達±0.2 ℃,完成一次測量的時間僅為42 ms,工作電流僅為130 μA,芯片版圖面積為0.55 mm2。該溫度傳感器可滿足植入式醫(yī)療、射頻標簽和物聯(lián)網等系統(tǒng)對芯片的高精度、低功耗和寬測量范圍的要求。