聶慧鋒,翟羽佳

(中國船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，江蘇 揚(yáng)州 225001)

0 引 言

現(xiàn)代電子戰(zhàn)中，電子偵察接收機(jī)主要用來偵收雷達(dá)信號并對其進(jìn)行分析，形成脈沖描述字(PDW)，以備快速了解戰(zhàn)場電磁環(huán)境。電子偵察接收機(jī)是電子偵察系統(tǒng)中的重要組成部分。隨著高速ADC的出現(xiàn)和數(shù)字信號處理速度的提高，數(shù)字信道化接收機(jī)得到了很快的發(fā)展。數(shù)字信道化接收機(jī)要求具有輸入帶寬寬、靈敏度高、動態(tài)范圍大、多信號并行處理和良好的頻率分辨率，可實(shí)現(xiàn)監(jiān)視帶寬內(nèi)信號的全概率截獲。Tsui James B[1]在1986年就比較詳細(xì)地闡述了信道化接收機(jī)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)和性能優(yōu)勢。Daniel R Zahirniak[2]針對數(shù)字信道化資源消耗大的特點(diǎn)提出一種高效硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，同時利用能量檢測和IFM的聯(lián)合判斷增加信號檢測的可信度。

數(shù)字信道化是一種非常有效的頻譜檢測方法。信道化接收方法的基本原理是將偵收到的監(jiān)視帶寬內(nèi)信號通過信道化處理，進(jìn)行頻帶劃分，將信號分解成若干個不同的子頻段，再對各個信道分別進(jìn)行處理。文獻(xiàn)[3]中研究了基于多相濾波的信道化算法，解決處理同時到達(dá)的多個信號和系統(tǒng)帶寬較寬的問題。文獻(xiàn)[4]通過無盲區(qū)的均勻信道劃分研究了一種基于兩級數(shù)字信道化的高效寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)。

隨著戰(zhàn)場電磁環(huán)境越來越復(fù)雜，對于帶寬較寬的信號的偵察，采用數(shù)字信道化接收方法進(jìn)行處理。當(dāng)信道頻率分辨率要求較高時，若只對子信道進(jìn)行一次劃分，數(shù)字信道化的子信道數(shù)將會非常多，即使采用多相濾波器組的高效結(jié)構(gòu)，高效結(jié)構(gòu)中的IFFT模塊的點(diǎn)數(shù)將很大，實(shí)現(xiàn)時將要消耗大量的FPGA資源。為了解決以上問題，本文提出了一種多級數(shù)字信道化的實(shí)現(xiàn)方法。首先將偵收到監(jiān)視帶寬內(nèi)的信號進(jìn)行一次信道劃分，再分別對各子信道進(jìn)行信道檢測，將有信號輸出的信道進(jìn)行二次信道劃分以提高頻率分辨率，若二次劃分后的頻率分辨率不能滿足要求可繼續(xù)進(jìn)行信道劃分，直到滿足頻率分辨率要求。仿真分析說明了該方法的有效性。該方法有效解決了要求頻率高分辨率且大帶寬信號的譜分析大運(yùn)算量之間的矛盾。

1 信道化模型

1.1 數(shù)字信道化接收機(jī)基本原理

1.2 數(shù)字信道化接收機(jī)高效結(jié)構(gòu)

圖1給出了數(shù)字信道化的基本結(jié)構(gòu)，按照帶通濾波器組的實(shí)現(xiàn)方法來實(shí)現(xiàn)信道化接收效率非常低，且需要消耗大量的計(jì)算資源，所以需要尋找一種高效的實(shí)現(xiàn)方法，文獻(xiàn)[6]中推導(dǎo)了基于DFT多相濾波器組的信道化高效結(jié)構(gòu)，由圖1可得第K個信道的輸出為

yk(m)=[x(n)e-jwkn]*hlp(n)|n=md

(1)

=[xp(m)(-1)m]*gp(m)

(2)

(3)

由式(2)、(3)可得到臨界抽樣條件下奇型排列信道化接收機(jī)高效結(jié)構(gòu)如圖3所示。

1.3 高效多級數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

信道化接收機(jī)的高效結(jié)構(gòu)在電子戰(zhàn)領(lǐng)域有著非常廣泛的應(yīng)用。隨著未來微電子技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字接收機(jī)必定向著偵收帶寬寬、靈敏度高、頻率分辨率高和穩(wěn)定性好的方向發(fā)展。為了適應(yīng)未來接收機(jī)的發(fā)展，單級結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)可能不能滿足性能要求，或存在運(yùn)算量大的缺陷。本文提出了一種多級結(jié)構(gòu)的信道化模型。一級信道化完成后進(jìn)行信道檢測和參數(shù)估計(jì)，將有信號輸出信道的信號送入二級信道化進(jìn)行二次信道劃分。若二級信道化不能滿足頻率分辨率的要求，可以繼續(xù)進(jìn)行信道劃分，直到滿足頻率分辨率的要求。圖4是兩級高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)。在進(jìn)行二級信道化時也可以對一級信道化輸出的不同信道劃分不同數(shù)量的信道數(shù)，實(shí)現(xiàn)監(jiān)視帶寬內(nèi)的非均勻信道的信道化處理。

2 多級信道化處理的優(yōu)缺點(diǎn)

現(xiàn)代電子戰(zhàn)爭中，信號密級度高，信號載頻、帶寬和脈內(nèi)調(diào)整類型多變，對接收機(jī)提出了具有寬頻率覆蓋且分辨率高、動態(tài)范圍大、靈敏度高等要求。多級信道化處理較單級信道化處理有著明顯的優(yōu)勢，尤其是在偵察帶寬較寬、頻率分辨率要求高的情況下其優(yōu)點(diǎn)更為凸顯。

2.1 節(jié)約計(jì)算資源

當(dāng)接收機(jī)監(jiān)視帶寬較寬時，采用一級信道化接收的方法。信道劃分時信道個數(shù)較多。多相濾波器組的原型濾波器的通帶帶寬窄，實(shí)現(xiàn)時濾波器的階數(shù)較高。高效結(jié)構(gòu)中IFFT模塊的點(diǎn)數(shù)多，算法復(fù)雜度高，計(jì)算資源消耗大。采用多級信道化接收方法可以先對輸入信號進(jìn)行一次信道較寬的劃分，對一級信道化后輸出信號進(jìn)行信道檢測，將有信號的信道的信號輸入下一級信道化處理。下面分別以輸入信號帶寬為1、2和4 GHz，采樣率分別為2.36、4.72、9.44 GHz，頻率分辨率為9.21875 MHz為例分析單級信道化結(jié)構(gòu)和兩級信道化結(jié)構(gòu)的性能。分析數(shù)據(jù)見表1、表2所示。

從表1、表2可以看出，采用兩級信道化結(jié)構(gòu)大大降低了IFFT模塊的設(shè)計(jì)難度。用兩個低點(diǎn)數(shù)的IFFT即可實(shí)現(xiàn)相同頻率分辨率信道化處理。原型濾波器的階數(shù)也大大降低。采用兩級信道化處理所消耗的乘法器個數(shù)比單級信道化處理要少得多，節(jié)約了計(jì)算資源。

表1 一級信道化資源消耗情況

表2 兩級信道化資源消耗情況

2.2 實(shí)現(xiàn)非均勻信道劃分

信道化濾波是寬帶數(shù)字接收機(jī)的關(guān)鍵技術(shù)?；诰鶆蛐诺阑癁V波的技術(shù)已經(jīng)在電子偵察領(lǐng)域得到了充分的應(yīng)用。但是，隨著電子戰(zhàn)電磁環(huán)境變得越來越復(fù)雜，雷達(dá)信號越來越密集，高效非均勻信道化濾波器技術(shù)顯得更為迫切。

傳統(tǒng)的數(shù)字下變頻(DDC)法可以實(shí)現(xiàn)非均勻信道化[7]。但是，由于各子信道濾波器需要獨(dú)立設(shè)計(jì)，當(dāng)子信道數(shù)較大時，不僅要消耗巨大的硬件資源，程序復(fù)雜度也變高[8]。采用多級信道化結(jié)構(gòu)，將使非均勻信道化濾波變得簡單。對一級信道化輸出信號進(jìn)行二次信道劃分時，可以根據(jù)指標(biāo)要求，在信號密集度高的頻段劃分子信道個數(shù)多，信號密級度低的頻段劃分信道數(shù)少，通過信道檢測來判斷下一級信道化的輸入。

2.3 多級信道化的缺點(diǎn)

根據(jù)信道化的基本原理可知，當(dāng)輸入信號為實(shí)信號時信道化的信噪比增益可表示為

(1)

式中K為信道數(shù)。當(dāng)信道的頻率分辨率相同時，采用多級信道化進(jìn)行處理。信道劃分時，第一級信道化的信道數(shù)比單級信道化處理時的信道數(shù)要少，所以信噪比增益將降低，損失接收機(jī)的靈敏度。

3 仿真分析

本部分通過仿真分析，對本文提出的多級信道化方法進(jìn)行驗(yàn)證。選擇兩級信道化進(jìn)行仿真，兩級信道化為串聯(lián)的關(guān)系，一級信道化輸入為實(shí)信號。由于實(shí)信號的頻譜是對稱的，所以信道輸出一半是獨(dú)立的，二級信道的輸入是一級信道的輸出。輸入信號為復(fù)信號，所有輸出信道都是獨(dú)立的。仿真參數(shù)見表3所示。

表3 仿真參數(shù)設(shè)置

3.1 兩級信道化原型濾波器的設(shè)計(jì)

本文采用線性相位FIR型低通濾波器。一級信道化輸入信號的采樣率為2.36 GHz，采用448階的原型濾波器生成包括64個濾波器的濾波器組。一級信道化原型濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)如下：Fp=18.4375 MHz，F(xiàn)s=36.875 MHz，δp=0.01 dB，δs=60 dB,其幅度頻率曲線如圖5所示。二級信道化輸入帶寬為73.75 MHz，采用64階的原型濾波器生成包括8個濾波器的濾波器組。二級信道化原型濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)如下：Fp=4.609375 MHz，F(xiàn)s=9.21875 MHz，δp=0.01 dB，δs=60 dB, 其幅度頻率曲線如圖6所示。

3.2 兩級信道化仿真功能分析

選擇兩級信道化結(jié)構(gòu)進(jìn)行功能仿真分析。信道化在FPGA中算法實(shí)現(xiàn)時主要包括抽取、多相濾波和IFFT模塊。抽取是按照信道劃分方式對采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行重排。多相濾波是對劃分的子信道進(jìn)行濾波處理。IFFT模塊對K個子信道中同一時刻的K個采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT運(yùn)算。

仿真時選取1 692 MHz單點(diǎn)頻信號作為輸入信號。 該信號偏離中心頻率78 MHz。為了克服相鄰信道過渡帶形成的盲區(qū)，本文采用50%交疊的濾波器結(jié)構(gòu)，由一級信道的劃分可知，信號將位于信道19中。一級信道化后信號輸出的頻譜圖如圖7所示。圖中列舉了17～32信道的頻譜輸出。

二級信道化的輸入為復(fù)數(shù)，同樣采用50%交疊的濾波器結(jié)構(gòu)。二級信道化輸出的1～8信道的中心頻率相對于一級信道的中心頻率分別為0、-9.21875、-18.4375、-27.65625、-36.875、27.65625、18.4375、9.21875 MHz。為了方便觀察，按照中心頻率依次加大，將第5～1信道、第8～6信道分別映射為第1～8信道。一級信道輸出的子帶寬為36.875 MHz，二級信道輸出的子帶寬為9.21875 MHz，可知信號將位于二級信道的第4信道輸出，偏離二級信道化第4信道0.35 MHz。圖8給出了二級信道化信號輸出的頻譜仿真圖。

4 結(jié)束語

本文闡述了一種多級信道化接收的高效結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)方法。該方法能夠適應(yīng)不同帶寬信號的輸入，并能提供多種頻率分辨率，更有利于對信號密集度高的信號進(jìn)行分析，尤其是在偵收信號帶寬較寬的情況下能夠減小設(shè)計(jì)難度，降低算法復(fù)雜度。本文以兩級信道化結(jié)構(gòu)為例，通過仿真驗(yàn)證了該方法的有效性，在應(yīng)用中更易于實(shí)現(xiàn)。