何朝玉，彭戰(zhàn)武

(1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.陸軍北京軍事代表局，北京 100012)

0 引言

隨著我國(guó)高分辨率遙感衛(wèi)星的發(fā)展，遙感數(shù)傳速率需求已達(dá)3 Gbps，因此有必要進(jìn)行超高速率的高速解調(diào)器研究。文獻(xiàn)[1]采用QPSK調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)1 Gbps高速數(shù)據(jù)的傳輸，通過(guò)提高帶寬實(shí)現(xiàn)高速傳輸。文獻(xiàn)[2]采用16APSK調(diào)制方式，雙通道傳輸，實(shí)現(xiàn)2 Gbps高速數(shù)據(jù)的傳輸。相對(duì)于QPSK，16APSK調(diào)制方式在帶寬不變的情況下將傳輸速率提高1倍；雙通道傳輸節(jié)省了傳輸帶寬，但是需要2套接收設(shè)備。隨著V頻段等更高載波頻率的使用，很大程度上解決了傳輸系統(tǒng)的帶寬受限問(wèn)題，高頻段功放器件的出現(xiàn)也解決了高階調(diào)制方式的傳輸功率問(wèn)題，這都使高符號(hào)率高階調(diào)制方式的實(shí)現(xiàn)成為可能。

對(duì)于解調(diào)器的實(shí)現(xiàn)方式，一般有數(shù)字化中頻解調(diào)和模擬中頻解調(diào)。數(shù)字化中頻解調(diào)的采樣方式為中頻采樣，比模擬中頻解調(diào)節(jié)省了微波模塊，采樣后的信號(hào)正交性好，但軟件處理復(fù)雜度提高，且處理高速信號(hào)需要考慮AD采樣能力。

本文通過(guò)提高傳輸帶寬和采用16APSK高階調(diào)制方式，使傳輸速率達(dá)到3.72 Gbps，重點(diǎn)研究高速解調(diào)器的關(guān)鍵技術(shù)實(shí)現(xiàn)。

1 總體設(shè)計(jì)

遙感數(shù)傳高速解調(diào)器用于完成接收信號(hào)的解調(diào)同步和信號(hào)均衡等功能，本文接收信號(hào)的符號(hào)速率為930 MS/s，調(diào)制方式為16APSK，接收中頻為1.2 GHz。首先，在考慮工程實(shí)現(xiàn)的基礎(chǔ)上，綜合接收信號(hào)的速率、中頻、格式和幀結(jié)構(gòu)等，制定合理的實(shí)現(xiàn)方案，實(shí)現(xiàn)信號(hào)的可靠接收。

1.1 信號(hào)模型

16APSK映射采用文獻(xiàn)[3]中的4-12APSK映射星座圖。接收數(shù)據(jù)幀由幀頭、導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)符號(hào)組成，如圖1所示。幀頭符號(hào)為144個(gè)，可用于信號(hào)的頻偏估計(jì)[4]，幀內(nèi)分散插入64組導(dǎo)頻符號(hào)用于輔助同步處理，幀頭和導(dǎo)頻符號(hào)均為BPSK調(diào)制[5]。按以上設(shè)計(jì)的數(shù)據(jù)幀符號(hào)長(zhǎng)度為66 704個(gè)，幀效率為98.24%。

圖1 幀結(jié)構(gòu)示意

1.2 信號(hào)處理方案

目前，信號(hào)處理方案主要有2種：中頻采樣[6]和基帶采樣。2種方案對(duì)比，中頻采樣方案不需要模擬正交下變頻模塊，將中頻信號(hào)采樣后全部由FPGA處理，避免模擬器件帶來(lái)的IQ正交不平衡問(wèn)題，且集成度高、靈活性高；但是在信號(hào)帶寬比較高時(shí)，為了避免采樣后信號(hào)出現(xiàn)混疊，要求采樣頻率很高，這對(duì)AD芯片采樣頻率指標(biāo)提高了要求，此時(shí)AD芯片和FPGA的接口調(diào)試更加困難。采用基帶采樣的方案，AD采樣頻率大于等于2倍的符號(hào)速率即可[7]，模擬器件帶來(lái)的IQ正交不平衡問(wèn)題可以由FPGA內(nèi)信號(hào)均衡模塊進(jìn)行補(bǔ)償。

本文中接收信號(hào)中頻為1.2 GHz，符號(hào)速率為930 MS/s，采用中頻采樣時(shí)AD的采樣頻率最低為3 060 MHz，采用基帶采樣時(shí)采樣頻率為1 860 MHz即可。采用基帶采樣的方案可以降低對(duì)AD芯片的采樣頻率要求，且解調(diào)同步的算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。

信號(hào)處理方案的框圖如圖2所示。中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)增益調(diào)整、下變頻[8]和AD采樣后送入FPGA內(nèi)進(jìn)行同步和信號(hào)均衡處理。

圖2 解調(diào)信號(hào)處理原理

經(jīng)過(guò)下變頻后的信號(hào)，由于信道的影響，產(chǎn)生了嚴(yán)重的碼間串?dāng)_，采用矢量信號(hào)分析儀測(cè)試EVM[9]達(dá)到20%，接收信噪比很低，因此需要考慮在低信噪比條件下進(jìn)行解調(diào)同步處理。

2 關(guān)鍵技術(shù)

2.1 時(shí)鐘同步

時(shí)鐘同步采用Gardner環(huán)[10]實(shí)現(xiàn)，AD芯片以2倍符號(hào)速率進(jìn)行采樣，每符號(hào)采樣2次，在時(shí)鐘同步時(shí)，一次采樣在符號(hào)峰值點(diǎn)，另一次采樣在相鄰符號(hào)的過(guò)零點(diǎn)。此算法適合于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，2倍采樣使運(yùn)算量不會(huì)過(guò)大，且算法獨(dú)立于載波同步，定時(shí)同步可先于載波同步建立。

Gardner算法最初用于BPSK/QPSK[11]信號(hào)同步，文獻(xiàn)[12]證明Gardner算法與調(diào)制方式無(wú)關(guān)，因此Gardner算法適用于16APSK調(diào)制方式。Gardner算法提取出的誤差，經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波后控制DDS的頻率調(diào)整[13]，DDS的輸出與固定的頻率源混頻后作為AD的采樣鐘?？偟膩?lái)看，由定時(shí)誤差控制AD采樣鐘的頻率調(diào)整從而實(shí)現(xiàn)定時(shí)同步。

2.2 載波同步

載波同步可以先利用已知的幀頭數(shù)據(jù)進(jìn)行頻率估計(jì)[14]和補(bǔ)償，經(jīng)過(guò)頻率補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)仍然存在殘余的頻偏。殘余頻偏可以利用數(shù)據(jù)幀內(nèi)插入的BPSK導(dǎo)頻，利用判決反饋環(huán)算法[15]進(jìn)行跟蹤補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)低信噪比情況下的載波同步，實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。

圖3 載波同步實(shí)現(xiàn)

假設(shè)信號(hào)經(jīng)過(guò)理想定時(shí)同步，無(wú)碼間串?dāng)_，則存在頻偏和相偏的幀頭數(shù)據(jù)可以表示為：

rk=akej(2πΔfkT+θ)+nk，

(1)

(2)

(3)

估計(jì)分辨率由FFT運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)決定，在幀頭符號(hào)確定情況下，可以通過(guò)補(bǔ)0的方法提高FFT估計(jì)的分辨率[16]。

幀頭為144個(gè)符號(hào)，對(duì)其補(bǔ)0做8 192點(diǎn)的FFT變換，則其估計(jì)分辨率為1/8 192，進(jìn)行頻偏補(bǔ)償后的歸一化殘余頻偏小于1/16 384，經(jīng)過(guò)校頻之后，利用幀內(nèi)插入的導(dǎo)頻，采用判決反饋環(huán)路對(duì)殘余的頻偏進(jìn)行跟蹤補(bǔ)償[17]。

2.3 信號(hào)均衡

高符號(hào)速率信號(hào)在帶限信道中傳輸時(shí)，存在碼間串?dāng)_[18]現(xiàn)象，造成傳輸誤碼率的提高。碼間串?dāng)_主要來(lái)源于信號(hào)傳輸群時(shí)延不理想、傳輸信號(hào)幅度不平衡和下變頻模塊帶來(lái)的IQ不平衡。考慮信道的影響因素，本文采用基于最小均方誤差算法的線性均衡器，對(duì)同步后的信號(hào)進(jìn)行均衡補(bǔ)償。為了消除IQ正交不平衡[19]的影響，在進(jìn)行誤差運(yùn)算時(shí)，將IQ兩路均衡后的數(shù)據(jù)同時(shí)引入誤差運(yùn)算模塊與理想的星座點(diǎn)進(jìn)行硬判決比較，實(shí)現(xiàn)框圖如圖4所示。

經(jīng)過(guò)調(diào)試，濾波器采用33階FIR濾波器實(shí)現(xiàn)，濾波器的抽頭量化為16位，利用輸入信號(hào)和判決后的誤差控制濾波器的抽頭調(diào)整，實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡。

圖4 均衡實(shí)現(xiàn)框圖

3 性能測(cè)試

采用VHDL語(yǔ)言[20]對(duì)上述設(shè)計(jì)進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，并加載到硬件平臺(tái)。在L頻段，搭建測(cè)試環(huán)境對(duì)高速解調(diào)器進(jìn)行誤碼率性能測(cè)試。設(shè)備測(cè)試框圖如圖5所示。任意波形發(fā)生器產(chǎn)生測(cè)試用的中頻信號(hào)，中頻1.2 GHz，符號(hào)速率930 MS/s，調(diào)制方式16APSK，通過(guò)調(diào)節(jié)寬帶噪聲源設(shè)置，施加不同強(qiáng)度的噪聲，經(jīng)過(guò)高速解調(diào)器解調(diào)輸出后送誤碼儀測(cè)試，獲得不同信噪比下的誤碼率性能。解調(diào)性能測(cè)試結(jié)果如圖6所示。從測(cè)試性能曲線可以看出，在誤碼率為1×10-7時(shí)解調(diào)器的解調(diào)損失小于1 dB。

圖5 設(shè)備測(cè)試框圖

圖6 解調(diào)性能測(cè)試結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

本文在綜合分析信號(hào)模型和硬件實(shí)現(xiàn)難度的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了中頻模擬下變頻和基帶采樣的實(shí)現(xiàn)方案。此方案降低了對(duì)AD芯片采樣頻率的要求。由于碼間串?dāng)_造成接收信噪比降低，采用Gardner環(huán)實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘同步；載波同步利用數(shù)據(jù)的幀頭和導(dǎo)頻，采用開(kāi)環(huán)估計(jì)和閉環(huán)跟蹤實(shí)現(xiàn)載波同步，使解調(diào)器在接收信號(hào)惡化的情況下正常工作。采用最小均方誤差線性均衡器消除碼間串?dāng)_，提高誤碼率性能。經(jīng)過(guò)測(cè)試，設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的高速解調(diào)器可以實(shí)現(xiàn)符號(hào)速率為930 MS/s的16APSK信號(hào)的解調(diào)，在誤碼率為1×10-7時(shí)解調(diào)損失小于1 dB，滿足實(shí)際工程需要。