賈益行, 吳紅飛, 韓 蒙, 邢 巖

(多電飛機電氣系統(tǒng)工信部重點實驗室(南京航空航天大學(xué)), 江蘇省南京市 211106)

0 引言

電力電子變換器因其高頻開關(guān)的特點給電網(wǎng)注入了大量諧波電流。為盡量減小諧波帶來的不良影響,國際電工委員會(IEC)制定了關(guān)于電磁兼容和諧波干擾的有關(guān)標準,如IEC 61000-3-2等[1-2]。功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)可以減小諧波帶來的不良影響[3-4]。

傳統(tǒng)有源PFC變換器是前級Boost型PFC加上后級直流/直流(DC/DC)變換器的形式[5]。Boost型 PFC控制簡單,功率因數(shù)校正效果好,但是這種結(jié)構(gòu)存在的問題是中間直流母線電壓等級高,功率器件應(yīng)力大,開關(guān)損耗大,并且所有輸入功率均需經(jīng)過兩級變換,限制了功率密度的提高[6-8]。為提升交流/直流(AC/DC)變換器的整體效率,有研究人員提出無橋PFC變換器[9]。文獻[10]綜述了近年來受到較多關(guān)注的無橋Boost型 PFC電路形式,指出有2個DC/DC Boost電路的無橋PFC整流器拓撲因為開關(guān)管的門極驅(qū)動電路對噪聲不敏感,最具有優(yōu)勢。文獻[11]將多電平技術(shù)應(yīng)用于無橋PFC變換器中,減小了器件開關(guān)損耗,使得變換器在較高開關(guān)頻率下保持高效率。雖然無橋、多電平技術(shù)可以提升前級PFC變換器的效率,但其輸出電壓仍須低于輸入交流電壓峰值,存在兩級功率變換問題。

在電動汽車、儲能等領(lǐng)域,因為蓄電池的電壓寬幅變化,要求AC/DC變換器具有寬輸出電壓能力。對于基本單管Buck-Boost變換器拓撲，如反激,Cuk,SEPIC等,所有輸入功率均需要先儲存在無源器件中再傳遞至負載,降低了功率傳輸效率并增加了功率器件的電壓、電流應(yīng)力。文獻[12]研究了一種改進型的交錯并聯(lián)式四管Buck-Boost型PFC變換器,雖然文中變換器可在升壓、降壓和升降壓三種工作模式下切換,但降壓模式下輸入電流波形的正弦特性較差。若直流負載電壓始終比較低,可以采用降壓型PFC變換器,但通常的Buck型 PFC只有在輸入交流電壓瞬時值高于輸出電壓時才有輸入電流,即存在著“死區(qū)角”的問題,功率因數(shù)校正效果不理想[13]。三端口變換器以其特有的高效率、高功率密度等優(yōu)勢,在新能源發(fā)電系統(tǒng)、電動汽車供電系統(tǒng)、直流微網(wǎng)等領(lǐng)域得到國內(nèi)外學(xué)者廣泛關(guān)注[14]。其基本思想是以集成功率電路代替多個獨立的功率電路以實現(xiàn)多個端口之間的直接功率變換[15]。受此啟發(fā),本文將三端口DC/DC變換器的基本思想應(yīng)用于單相AC/DC變換器中。

為了在寬輸出電壓范圍下實現(xiàn)高效率交直流電能變換,本文研究了一種準單級三端口PFC變換器,對其進行了詳細的原理分析及實驗驗證。

1 準單級三端口PFC變換器

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)三電平Boost型PFC變換器[16]如附錄A圖A1所示,通過將三電平Boost變換器的低壓側(cè)分壓電容直接用作負載輸出端口,并使電容CH和CL共地,構(gòu)造出一個高壓端口,然后在高壓端口和低壓端口之間加入DC/DC變換器,就可以得到準單級三端口PFC變換器,如圖1所示。

圖1 準單級三端口PFC變換器Fig.1 Quasi single-stage three-port PFC converter

準單級三端口PFC變換器由輸入側(cè)整流橋、前級三端口PFC變換器和后級Buck變換器組成。前級三端口PFC變換器由電感Lb、開關(guān)管S1和S2、二極管D1和D2構(gòu)成,具有高壓和低壓2個輸出端口。二極管D1后為高壓輸出端口,開關(guān)管S1和S2中間為低壓輸出端口。由前級變換器控制低壓端口電壓并實現(xiàn)輸入功率因數(shù)校正。

Buck變換器由電感Lbuck、開關(guān)管S3、二極管D3構(gòu)成,將三端口PFC變換器高壓端口傳遞過來的功率經(jīng)過降壓變換后傳遞至負載側(cè),并控制高壓端口電壓VH。后級變換器在輸入電壓峰值高于輸出電壓時工作。圖中:vac為輸入交流電壓;vdc為經(jīng)過整流橋整流后的電壓;VL為低壓側(cè)分壓電容直接用作負載輸出端口電壓;iL為電感電流。

1.2 工作原理分析

輸入交流電壓vac經(jīng)過整流橋整流,變?yōu)関dc=Vin|sin 2πft|,是頻率f=100 Hz的正弦電壓,角頻率ω=2πf。根據(jù)輸出電壓VL與整流后電壓峰值Vin的大小關(guān)系,變換器在半個電網(wǎng)電壓周期內(nèi)有2種工作模式,即單級模式和準單級模式。

1)單級模式。整流后電壓峰值Vin

(1)

模態(tài)Ⅰ:開關(guān)管S2開通,輸入源給電感充電儲能,電感電流上升。由低壓端口電容CL維持負載電壓VL(如附錄A圖A2(a)所示)。

模態(tài)Ⅱ:開關(guān)管S2關(guān)斷,能量通過電感傳遞到負載上,電感電流下降(如附錄A圖A2(b)所示)。

單級模式下,A和B點之間電位在0和輸出電壓VL之間變化,為兩電平工作模式。

2)準單級模式。當(dāng)整流后交流電壓峰值Vin>VL時,變換器工作于此模式。此模式根據(jù)整流后電壓瞬時值Vin|sinωt|和低壓端口電壓VL的關(guān)系有2種工作狀態(tài)。當(dāng)瞬時值Vin|sinωt|VL時,變換器進入第2種工作狀態(tài)。為避免重復(fù),此處僅分析后一種狀態(tài),此時下管S2保持關(guān)斷,電感Lb、開關(guān)管S1、二極管D1和D2構(gòu)成Boost電路。開關(guān)管S1占空比d2的表達式為:

(2)

模態(tài)Ⅰ:開關(guān)管S1開通,由于整流后瞬時電壓Vin|sinωt|>VL,輸入源給電感充電儲能,電感電流上升。Buck變換器工作,以控制高壓直流母線電壓VH(如附錄A圖A3(a)所示)。

模態(tài)Ⅱ:開關(guān)管S1關(guān)斷,儲存在電感中的能量通過Buck變換器傳遞到負載上,電感電流下降(如附錄A圖A3(b)所示)。

準單級模式下,A和B點之間電位在0、輸出電壓VL和高壓端口電壓VH之間變化,具有三電平特性。對變換器的功率傳輸特性進行分析,可以得到如附錄B圖B1所示的高壓端口傳輸功率在總輸入功率中所占比例的關(guān)系曲線。

1.3 控制策略分析

如圖2(a)所示為準單級三端口PFC變換器控制框圖,變換器的控制目的是使得高低壓端口電壓穩(wěn)定在基準值,并使得輸入電流跟蹤電網(wǎng)電壓,實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能。

低壓端口電壓VL和電感電流iL采用比例—積分(PI)控制的電壓外環(huán)加電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制。高壓端口電壓VH采用單電壓環(huán),控制Buck變換器的開關(guān)管S3。

與傳統(tǒng)Boost型PFC變換器控制策略不同的是,本文研究的準單級三端口PFC變換器，用2個開關(guān)管S1與S2控制低壓端口電壓VL和電感電流,且變換器存在單級模式和準單級模式。為了使2種模式能夠平滑切換,需要為開關(guān)管S1和S2分別設(shè)置一路載波,2路載波的偏置電壓不同,如圖2(b)所示。由此,電流內(nèi)環(huán)的調(diào)節(jié)器輸出vm能夠連續(xù)地與2路載波交接,產(chǎn)生2路脈寬調(diào)制(PWM)波來控制開關(guān)管S1和S2。圖2中:vgs1和vgs2分別為開關(guān)管S1和 S2的控制信號;vin和iin分別為輸入瞬時電壓和電流;VLref,VHref,Iref分別為VL,VH,iin的參考值。

圖2 準單級三端口PFC變換器控制策略Fig.2 Control strategy of quasi single-stage three-port PFC converter

2 三端口PFC變換器損耗分析

2.1 變換器損耗計算

本文研究的準單級三端口PFC變換器技術(shù)指標為:輸入電壓vac=220×(1±0.2) V;低壓端口(輸出)電壓VL=200～400 V;高壓端口電壓VH為400 V;開關(guān)頻率fs為100 kHz;滿載功率Pmax=2 kW。

可見變換器的輸入電壓和輸出電壓均在寬范圍內(nèi)變化。這里以220 V交流輸入、200 V直流輸出為例,對前級三端口PFC變換器和傳統(tǒng)Boost型PFC變換器進行損耗對比分析。

前級三端口PFC變換器的輸入電流iac在相同工況下與傳統(tǒng)Boost型PFC變換器一致,這就使2種變換器的整流橋損耗、電感銅損耗等計算結(jié)果相同。這里主要給出三端口PFC變換器的開關(guān)管損耗和二極管損耗的計算公式。

1)開關(guān)管損耗計算

開關(guān)管S1的瞬時導(dǎo)通損耗pS1cond為:

(3)

式中:Rdson1為開關(guān)管S1導(dǎo)通損耗電阻;t1=arcsin(VL/Vin)/ω;t2=π-arcsin(VL/Vin)/ω。

開關(guān)管S2的瞬時導(dǎo)通損耗pS2cond為:

(4)

式中:Rdson2為開關(guān)管S2導(dǎo)通損耗電阻。

開關(guān)管S1的瞬時開關(guān)損耗pS1sw為:

(5)

式中:Tshl和Tslh分別為開關(guān)管關(guān)斷時間和開通時間。

開關(guān)管S2的瞬時開關(guān)損耗pS2sw為:

(6)

2)二極管損耗計算

二極管D1的瞬時導(dǎo)通損耗pD1cond為:

(7)

式中:Vfd1為二極管D1的前向?qū)▔航怠?/p>

二極管D2的瞬時導(dǎo)通損耗pD2cond為:

(8)

式中: Vfd2為二極管D2的前向?qū)▔航怠?/p>

二極管D1的瞬時反向恢復(fù)損耗pD1rev為:

(9)

式中:Qrr1為二極管D1的反向恢復(fù)電荷。

二極管D2的瞬時反向恢復(fù)損耗pD2rev為:

(10)

式中:Qrr2為二極管D2的反向恢復(fù)電荷。

由損耗分析計算的結(jié)果,可以得到Vin=48.63 V,平均輸出功率Po=97.89 W時如附錄C圖C1所示的2種變換器的瞬時損耗分布。同理可以得到在平均輸出功率Po=2 kW時其他瞬時輸入電壓的損耗分布情況,對其進行分析,可以得出以下結(jié)論:①相比傳統(tǒng)Boost型 PFC變換器,準單級三端口Boost型 PFC變換器有效降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗和二極管反向恢復(fù)損耗在總損耗中所占比例;②相比于傳統(tǒng)Boost 型PFC變換器,準單級三端口Boost型 PFC變換器總損耗減小了;③由于增加了一只開關(guān)管和一只二極管,因此開關(guān)管和二極管總的導(dǎo)通損耗有所增加。

2.2 變換器損耗仿真與驗證

為了驗證損耗計算的正確性,利用PSPICE搭建了三端口PFC變換器仿真模型。附錄C圖C2為平均輸出功率1 kW時,半個工頻周期內(nèi)的瞬時效率變化曲線。

同理可以仿真得到其他輸出功率等級下半個工頻周期內(nèi)的動態(tài)效率曲線。由此可見,MATHCAD損耗計算和PSPICE損耗仿真得到的三端口PFC變換器,在不同輸入輸出電壓、不同負載功率情況下,半個電網(wǎng)電壓周期內(nèi)動態(tài)效率的變化趨勢基本一致。仿真結(jié)果驗證了理論計算的正確性。

3 實驗測試與分析

本文在原理分析的基礎(chǔ)上利用一臺2 kW準單級三端口PFC變換器原理樣機進行了實驗驗證和電網(wǎng)電壓周期內(nèi)瞬時效率測試。

三端口PFC變換器的器件選擇如下:整流橋型號為KBPC2510;Lb=600 μH;S1和S2型號為IPW65R070C6;D1和D2型號為SCS230AE2;S3型號為SPW47N60CFD;D3型號為HFA30PA60C-N3;CH=2 000 μF;CL=1 000 μF;Lbuck=480 μH。

圖3(a)給出了準單級三端口PFC變換器在輸入交流電壓為220 V,VL=270 V,Po=2 kW條件下的穩(wěn)態(tài)波形。其中iLb為電感Lb中的電流,vAB為電感Lb輸出端對地電壓。從圖3中可以看出,輸入電流波形與輸入電壓相位基本一致,說明變換器實現(xiàn)了功率因數(shù)校正的功能。由vAB有3個電平可以看出變換器能在單級模式和準單級模式之間切換,控制方案可行。

圖3(b)為變換器在輸入交流電壓220 V,VL=270 V條件下,半載切滿載時變換器動態(tài)調(diào)節(jié)波形。從實驗波形可以看出,高低壓端口電壓在短暫的跌落后均能恢復(fù)穩(wěn)態(tài)值,動態(tài)調(diào)節(jié)效果較好,驗證了控制策略的有效性。

圖3 變換器實驗波形Fig.3 Experimental waveforms of converter

表1為三端口PFC變換器在輸入交流電壓為220 V,不同輸出電壓、輸出功率情況下的輸入電流總諧波畸變率(THD)和功率因數(shù)(PF)的測試結(jié)果?？梢钥闯?三端口PFC變換器輸入電流THD隨負載的增大而逐漸減小,輸出功率在3/4負載時均在5%左右,滿載時均小于4%。變換器PF值在1/2負載時能達到0.99以上,滿載時能達到0.995左右,PFC功能效果良好。

在此基礎(chǔ)上進行了2種變換器在半個電網(wǎng)電壓周期內(nèi)的瞬時效率測試。如附錄C圖C3所示分別為平均輸出功率1 kW和400 W時的瞬時效率對比圖。由實驗結(jié)果可以看出,通過采用多端口變換技術(shù)和多電平技術(shù),可以減少AC/DC變換器的功率變換級數(shù),顯著提高了三端口PFC變換器在半個電網(wǎng)電壓周期內(nèi)的瞬時動態(tài)效率,在輸入瞬時電壓較低時,其對效率的優(yōu)化更加明顯。實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。

表1 PFC變換器輸入電流THD及PF值Table 1 Input current THD and power factor of PFC converter

為充分說明準單級三端口PFC變換器的效率優(yōu)勢,與基于雙Boost無橋PFC變換器[10,17]的兩級式AC-DC變換器進行了效率對比測試。其高低壓端口電容取值與三端口PFC變換器相同。

如圖4所示為2種變換器在輸入交流電壓為220 V,輸出電壓分別為200 V和350 V時的效率對比?？梢钥闯?，準單級三端口PFC變換器相比無橋PFC有較大的效率提升,在各輸出功率下的效率均高于無橋PFC變換器，在圖4中分別用TP-PFC和BPFC表示。主要是以下原因造成:雖然無橋PFC變換器可以減少1個二極管導(dǎo)通損耗,但是其所有輸入功率均需要經(jīng)過2級變換,而準單級三端口變換器在輸出200 V時僅有部分功率需要經(jīng)過2級變換,在輸出350 V時所有輸入功率均可以通過單級變換直接傳遞至負載,從而有助于改善變換器整體效率。

圖4 兩種變換器效率對比Fig.4 Efficiency comparison of two converters

4 結(jié)語

本文研究了一種新型準單級三端口PFC變換器,理論分析和實驗結(jié)果表明:①相比于傳統(tǒng)Boost 型PFC變換器,所研究的三端口PFC方案能夠降低前級開關(guān)管的開關(guān)損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗,有效改善了變換器半個電網(wǎng)周期內(nèi)的瞬時效率,從而實現(xiàn)PFC變換器整體效率的提升;②該變換器可以實現(xiàn)交流輸入側(cè)和直流負載側(cè)之間的準單級功率變換,避免了兩級式功率傳遞帶來效率低的問題;③所研究三端口PFC變換器輸出電壓范圍寬,在各類交直流電能變換場合具有良好的適用性。

本文后續(xù)研究工作將圍繞變換器閉環(huán)系統(tǒng)的建模分析展開,以期獲得更為優(yōu)化的控制方法。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。