李振亞, 竺小松, 張建華

(國防科技大學電子對抗學院, 安徽 合肥 230037)

0 引 言

超寬帶(ultra wideband, UWB)天線作為無線通信傳輸系統(tǒng)的重要終端組件,被廣泛地應用于超高速無線通信的很多領(lǐng)域,如超寬帶通信、超寬帶雷達和超寬帶電子對抗系統(tǒng)中。隨著美國聯(lián)邦通訊委員會(federal communications commission, FCC)將3.1～10.6 GHz劃為超寬帶的民用頻段[1]后,平面超寬帶天線的研究設計出現(xiàn)了井噴式的發(fā)展。傳統(tǒng)的微帶天線[2]雖然具有剖面低、尺寸小和結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點,但是它的缺點也非常明顯,就是帶寬比較窄,這極大地制約了傳統(tǒng)微帶天線的應用范圍,無法很好地適應于超寬帶系統(tǒng)中。隨著電子器件集成化的高速發(fā)展,天線一體化的概念也愈加凸顯,人們傾向于用更少的天線來解決以往很多天線才能解決的問題,減少復雜化。因此,設計一種結(jié)構(gòu)簡單、性能優(yōu)良、剖面低,易于共形的超寬帶天線[3-5]具有重大的現(xiàn)實意義。

由于UWB系統(tǒng)覆蓋的頻帶很寬,在其工作頻段內(nèi)包含著很多窄帶系統(tǒng),比如無線局域網(wǎng)(wireless local area network, WLAN)(5.15～5.825 GHz)、衛(wèi)星X波段(7.25～7.75 GHz)等,如何很好地避免不同工作系統(tǒng)間的干擾已經(jīng)成為急需解決的問題。解決干擾最容易想到的就是在天線前端加入濾波器,但這勢必會讓結(jié)構(gòu)變的更為復雜,不利于其在系統(tǒng)中的集成。為了抑制不同頻段間的干擾,科研人員提出了具有陷波特性的超寬帶天線[6-7]。

根據(jù)輻射方向的不同,可以將超寬帶天線分為全向超寬帶天線和定向超寬帶天線。以往對于超寬帶陷波天線的研究大多局限于超寬帶平面單極子等全向天線的陷波[8-9],對于定向超寬帶的陷波研究相對較少。Vivaldi天線(即指數(shù)線型錐削槽天線)作為一種常見的定向超寬帶天線,自文獻[10]提出,至今得到了快速的發(fā)展。研究陷波型Vivaldi 天線[11-16]具有重要的現(xiàn)實意義。文獻[11]采用兩種不同大小的電磁帶隙(electromagnetic band gap, EBG)結(jié)構(gòu),設計了一種雙陷波Vivaldi天線,由于EBG金屬導體柱的存在,會增加加工難度。文獻[12]通過可變電容加載,實現(xiàn)了一種陷波可調(diào)的對趾Vivaldi天線,雖然陷波頻率可調(diào),但是陷波效果不是很理想。文獻[13]設計了一種可重構(gòu)Vivaldi天線,通過加載電容環(huán)形諧振器(split ring resonator,SRR),實現(xiàn)了整個超寬帶和窄帶陷波之間的切換。文獻[14]通過在Vivaldi 天線的饋線末端對應的輻射臂上開互補開口諧振環(huán)(complementary split ring resonator,CSRR)超材料縫隙的方法,實現(xiàn)了陷波效果,同時利用超材料結(jié)構(gòu),有效增加了天線的輻射增益,但是其陷波帶寬較寬。文獻[15]對比了在Vivaldi天線饋線邊緣加載六邊形SRR(hexagonal-SRR,H-SRR)和正方形SRR(square-SRR,S-SRR)兩種結(jié)構(gòu),實現(xiàn)了雙陷波效果,但是低頻帶的陷波頻帶過窄。文獻[16]通過使用CSRR結(jié)構(gòu),實現(xiàn)了對WLAN應用波段的抑制,但是整個天線尺寸過大。

本文提出了一款小型化的雙陷波Vivaldi超寬帶天線。天線采用側(cè)饋的方式,相比常規(guī)饋電方式天線具有更小的尺寸。通過在天線的輻射臂上開E字型結(jié)構(gòu)和在饋電處開環(huán)形縫隙形成電容負載諧振回路的方式,天線在5.15～5.825 GHz和7.25～7.75 GHz具有較好的陷波效果,可以有效減少和WLAN、衛(wèi)星X波段間的相互影響,同時也為小型化陷波Vivaldi天線的設計提供了一種思路。

1 天線結(jié)構(gòu)與設計原理

Vivaldi天線是通過在金屬貼片上開指數(shù)型槽線縫隙形成的一種天線形式。該天線由較窄槽線逐步過渡到較寬槽線,形成一種類似喇叭口的形式向外輻射和接收電磁波。天線的工作頻率由槽線的寬度決定,槽線寬度一般變化范圍大,可以實現(xiàn)寬帶傳輸。由于Vivaldi 天線具有帶寬寬、定向性好、交叉極化低等優(yōu)點,因而被廣泛地應用于超寬帶系統(tǒng)中。圖1即為所設計的雙陷波超寬帶Vivaldi結(jié)構(gòu)圖。天線的整個尺寸為26 mm×13 mm,選用泰康尼克RF-35介質(zhì)板材,介電常數(shù)為3.5,損耗角正切值為0.001 8,厚度為0.762 mm。天線采用微帶線-槽線的饋電方式,微帶線饋電部分利用了阻抗變化的原理,有效增加了天線的帶寬。微帶饋線和輻射貼片分別印制在介質(zhì)板的兩面。

圖1 Vivaldi天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Geometry of Vivaldi antenna

Vivaldi天線的指數(shù)漸變曲線可以表示為

y=C1·eα x+C2

(1)

式中,C1和C2分別由曲線的起始點和終止點來決定;α為曲線的漸變因子,決定曲線平緩程度;這里,曲線的漸變因子為0.2,該天線的具體尺寸如表1所示。

表1 優(yōu)化后的天線單元尺寸

2 天線的仿真與分析

由于傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)工作頻率(比如WIMAX、WLAN和衛(wèi)星X波段)與超寬帶天線的工作頻帶有重疊,不可避免的就會對超寬帶系統(tǒng)造成干擾,因此設計具有單陷波、雙陷波和多陷波功能的UWB天線顯得尤為重要。如圖2所示,為了抑制WLAN(5.15～5.825 GHz)的干擾,產(chǎn)生較大的反射系數(shù),在天線輻射貼片上開取了一對E字型縫隙。同時,為了濾除衛(wèi)星X波段(7.25～7.75 GHz)的干擾,采用已有的電容性負載環(huán)路(capacitively loaded loop, CLL)結(jié)構(gòu),在微帶饋線末端對應的輻射貼片處開環(huán)形縫隙,形成電容負載諧振回路,實現(xiàn)陷波特性。

如圖2(d)中所示,E型縫隙和CLL結(jié)構(gòu)可以有效地擾亂天線輻射貼片的工作電流,起到半波長諧振結(jié)構(gòu)的作用。因此,改變縫隙結(jié)構(gòu)的長度就可以起到調(diào)節(jié)陷波頻率的作用?？p隙的尺寸滿足

(2)

式中,c代表光速;fnotch代表陷波中心頻率;εr為介質(zhì)板材的相對介電常數(shù)。根據(jù)上述經(jīng)驗公式(2),可以粗略估算陷波頻率對應的縫隙長度,然后結(jié)合高頻結(jié)構(gòu)仿真器(high frequency structure simulator, HFSS)軟件的參數(shù)優(yōu)化功能,便可設計出需要的陷波超寬帶天線。天線的設計流程如圖2所示。

圖2 天線的設計流程Fig.2 Design process of antenna

圖3為4種不同天線對應的電壓駐波比(voltage standing wave ratio,VSWR)曲線。從圖3(a)可以看出,Vivaldi天線的VSWR曲線在3.3～12.8GHz頻段內(nèi)都小于2,即天線的工作帶寬為3.3～12.8 GHz。圖3(b)為開E型槽天線的VSWR曲線,可以看出,陷波頻段為4.95～5.8 GHz,單陷波駐波比峰值達到了30,陷波效果明顯。圖3(c)為開CLL結(jié)構(gòu)的天線VSWR曲線,通過合理優(yōu)化CLL結(jié)構(gòu)的尺寸,使陷波頻段有效地覆蓋了衛(wèi)星X波段(7.25～7.75 GHz),VSWR最大值也超過了10。圖3(d)為最終設計的雙陷波Vivaldi天線,可以看出,兩種不同結(jié)構(gòu)的縫隙產(chǎn)的雙陷波中心頻率相比于單陷波會有所偏移,駐波峰值也會互相影響,通過參數(shù)優(yōu)化設計使陷波的中心頻率分別對應5.5 GHz 和7.5 GHz。天線的陷波頻段最終工作于4.87～5.94 GHz和7.32～7.75 GHz。

表2給出了本文所提出天線與參考文獻中所設計陷波Vivaldi天線的對比情況,從天線尺寸、工作頻率、陷波波段和陷波中心頻率處抑制天線增益大小4個方面進行了對比。由于雙陷波Vivaldi天線相關(guān)文獻較少,增加了兩組單陷波天線做對比。從表2中可以看出,所設計的天線在基本保證工作頻率的前提下,尺寸非常小,陷波頻率處的增益抑制效果也比較明顯。

圖3 4種不同天線VSWR仿真曲線Fig.3 VSWR of four different antennas

為了更直觀地理解天線的陷波特性,下面從天線表面電流來分析陷波原理。圖4為天線的表面電流分布,圖4(a)和圖4 (b)分別對應工作頻率為5.5 GHz和7.5 GHz的天線表面電流。由圖4(a)可以看出,表面電流聚集在E字型縫隙的內(nèi)外邊緣處,產(chǎn)生諧振效果,阻抗失配,在陷波頻率周圍產(chǎn)生高衰減,因而天線不能正常工作。由圖4(b)可以看出,工作在7.5 GHz的時候,天線表面電流則聚集于CLL結(jié)構(gòu)處,能量集中,該結(jié)構(gòu)類似一個諧振腔,引起阻抗失配,天線能量輻射不出去,因而起到了陷波作用。從電流分布也驗證了,天線之所以能夠產(chǎn)生陷波效果,是因為在輻射貼片上開槽、開縫,影響了天線的電流分布,進而影響到天線的輸入阻抗,導致阻抗失配,無法正常工作,因而產(chǎn)生陷波作用。

表2 與相關(guān)文獻的對比

圖4 天線表面電流分布圖Fig.4 Surface current distribution of antenna

3 實驗測量與討論

為了進一步驗證設計陷波天線的實用價值和方法可靠性,按照上文給出的優(yōu)化后的天線尺寸加工了天線實物,利用矢量網(wǎng)絡分析儀和微波暗室對天線實物進行了測量。圖5為天線加工實物圖,可以看出天線整體尺寸非常小,僅有一個硬幣尺寸大小。

圖5 天線實物圖Fig.5 Fabricated antenna

圖6為測量得到的天線駐波特性圖。由圖6可以看出,實際測量的陷波頻段與仿真得到的幾乎一致,除了高頻部分有一段VSWR稍微偏高外,天線總的VSWR曲線與仿真得到的駐波曲線基本一致。測量得到的陷波低波段為5.3～6.2 GHz,高頻段與仿真幾乎一致,為7.30～7.73 GHz。天線的測量結(jié)果與預期結(jié)果的差異主要來源于天線的實際加工誤差和介質(zhì)板材介電常數(shù)的不穩(wěn)定性。此外,加工中的焊接精度也有可能影響到整個天線的性能。為了進一步驗證陷波特性,對UWB天線和雙陷波天線的增益曲線進行了測量,如圖7所示。

圖6 天線VSWR實測與仿真對比圖Fig.6 Simulated and measured VSWR of antenna

圖7 UWB天線與雙陷波天線增益對比圖Fig.7 Gain of UWB and dual-band notched antenna

從圖7中可以看出普通超寬帶天線增益在整個3.0～14 GHz頻段內(nèi),均為正值,而陷波天線在對應的陷波波段內(nèi)增益急劇下降,天線在5.5 GHz和7.5 GHz的增益分別為-12.5 dB和-7.5 dB,在非陷波頻段,增益大于零比較穩(wěn)定?？梢?天線在陷波波段內(nèi)能量輻射不出去,無法正常工作。

圖8為天線E面和H面輻射方向圖測量結(jié)果,選取了兩個陷波頻率(5.5 GHz和7.5 GHz)和3個非陷波頻率(3.5 GHz、6.5 GHz和12.5 GHz)進行對比觀察測量。從圖8中可以看出,天線的E面方向圖在低頻段近似為8字型輻射,天線在非陷波頻率下朝著主波束方向輻射,且隨著頻率增大,主方向增益逐漸變大,且后瓣變窄。在陷波頻率下,天線輻射增益基本為負值,且波束畸變嚴重,無法朝著主方向輻射。天線的H面方向圖在非陷波工作頻率下具有全向性,在陷波頻率下,輻射增益為負值,波束方向也產(chǎn)生了變化。從天線的輻射方向圖也可以驗證天線的陷波特性,即在陷波工作條件下,天線無法正常工作,能量輻射不出去。

圖8 天線E面和H面輻射方向圖Fig.8 Radiation pattern of antenna E plane and H plane

4 結(jié) 論

本文設計了一種小型化的超寬帶單陷波和雙陷波Vivaldi天線。在小型化超寬帶天線的基礎(chǔ)上通過開E字型和CLL型結(jié)構(gòu),實現(xiàn)了單陷波和雙陷波特性。研究了天線的陷波特性,加工了天線實物,并進行了測量。從表面電流方面,解釋了天線的陷波原理。實驗結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致,驗證了本文方法的正確性。該天線具有良好的陷波特性、增益特性和全向性,可以有效濾除WLAN和衛(wèi)星X波段的干擾。該天線結(jié)構(gòu)簡單緊湊、性能優(yōu)良,尺寸僅26 mm×13 mm×0.762 mm,可以應用于小型化超寬帶系統(tǒng)中。該天線對于設計陷波Vivaldi 天線也具有一定的指導意義。