朱茂華 梁仙靈 姚羽 耿軍平 朱衛(wèi)仁 金榮洪

(上海交通大學(xué),上海200240)

引 言

當(dāng)前無線通信所能分配的頻譜變得異常擁擠,采用各種復(fù)用技術(shù)如時分復(fù)用(time division multiplexing, TDM)、碼分復(fù)用(code division multiplexing, CDM)、頻分復(fù)用(frequency division multiplexing, FDM)等無線系統(tǒng)所能傳輸?shù)男诺廊萘恳呀咏鼧O限. 1992年荷蘭物理學(xué)家 L. Allen發(fā)現(xiàn)拉蓋爾-高斯分布的激光束擁有軌道角動量(orbital angular momentum,OAM),并證實存在無窮多個離散正交的OAM模態(tài)[1],利用不同模態(tài)的渦旋波束區(qū)分不同的傳輸信道,就可以實現(xiàn)模態(tài)復(fù)用,這一結(jié)論為OAM的應(yīng)用提供了理論依據(jù).

產(chǎn)生渦旋電磁波的核心是構(gòu)建具有渦旋相位特性eilφ的電流源或磁流源[2-4]. 2007年,Thide等人[2]采用交叉偶極子構(gòu)建圓形陣列,當(dāng)陣列中的每個單元相比于相鄰單元形成一定的相位差時,天線方向圖所表現(xiàn)出的性質(zhì)與拉蓋爾-高斯光束的螺旋性質(zhì)十分相似,這一成果啟發(fā)了渦旋電磁波在微波段中的使用.2011年他們又提出修正的反射面天線,即將旋轉(zhuǎn)拋物面進(jìn)行切割并抬升,使反射面具有螺旋上升的結(jié)構(gòu),從而也可產(chǎn)生渦旋電磁波[5]. 并于2012年采用大口徑螺旋拋物面天線在意大利威尼斯的瀉湖進(jìn)行了渦旋電磁波傳輸實驗,實現(xiàn)了工作在2.414 GHz攜帶有兩個不同模態(tài)(l=0和l=1)的渦旋電磁波442 m遠(yuǎn)距離傳播[6].

除了圓形陣列形式和螺旋反射面天線之外,渦旋電磁波也可以通過普通平面波束照射于渦旋相位板[7]、超材料反射表面[8]、賦形反射面[9]等實現(xiàn)天線口徑的渦旋相位分布. 值得注意的是,受加工成型所限,同一個渦旋相位板或反射表面至多能產(chǎn)生2～3個渦旋相位模態(tài)[10]. 而基于陣列產(chǎn)生多模態(tài)需要復(fù)雜的饋電網(wǎng)絡(luò)[11-13],如Rotman透鏡、Butler矩陣等網(wǎng)絡(luò).

針對這一問題,本文基于圓形微帶貼片等效為環(huán)形磁流源這一原理,通過四個共面同心短路圓環(huán)微帶貼片,實現(xiàn)八模態(tài)(l=±1,±2,±3,±4)的渦旋電磁波束,并對該天線進(jìn)行了加工和測試,驗證了天線性能.

1 天線結(jié)構(gòu)

八模態(tài)渦旋電磁波微帶天線由四個短路同心圓環(huán)微帶貼片構(gòu)成,如圖1所示. 每一圓環(huán)貼片的內(nèi)環(huán)采用一圈的金屬化孔實現(xiàn)短路電壁,通過在圓環(huán)貼片上選擇合適的饋電位置,可激勵不同的高次模TMnm[14-15]. 四個圓環(huán)微帶貼片由里到外分別激勵起TM21模,TM31模,TM41模,TM51模. 其中TM21模和TM31模采用雙點同時激勵產(chǎn)生;考慮高階模易受相鄰模的影響, TM41模和TM51模采用四點同時激勵產(chǎn)生[16]. 每一個高次?？僧a(chǎn)生兩個正交的相同階次的OAM模態(tài),即:TM21模用于產(chǎn)生l=±1,TM31模用于產(chǎn)生l=±2,TM41模用于產(chǎn)生l=±3,TM51模用于產(chǎn)生l=±4. 通過參數(shù)仿真與優(yōu)化,天線的具體結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示.

(a) 俯視圖(a) Vertical view

(b) 側(cè)視圖(b) Side view圖1 渦旋波天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1 The structure of OAM antenna

表1 天線結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Parameters of the proposed OAM antenna

2 基本原理

每一短路同心圓環(huán)微帶貼片的內(nèi)壁近似為理想的電壁,外壁近似為理想磁壁[17]. 由腔模理論,TMnm模的遠(yuǎn)場可以表示為:

[Jn-1(k0aisinθ)-Jn+1(k0aisinθ)],

(1)

[Jn-1(k0aisinθ)+Jn+1(k0aisinθ)]cosθ.

(2)

(3)

(4)

聯(lián)合公式(1)、(2)和(3)、(4)可以得到:

[Jn-1(k0aisinθ)-Jn+1(k0aisinθ)],

[Jn-1(k0aisinθ)+Jn+1(k0aisinθ)]cosθ．

在直角坐標(biāo)系下,總輻射電場的X和Y分量為:

[e-j(n-1)φJ(rèn)n-1(k0aisinθ)-e-j(n+1)φJ(rèn)n+1(k0aisinθ)],

(5)

[e-j(n-1)φJ(rèn)n-1(k0aisinθ)+e-j(n+1)φJ(rèn)n+1(k0aisinθ)]．

(6)

3 結(jié)果與分析

各端口仿真與測試的反射系數(shù)和隔離系數(shù)如圖2至圖5所示. 模態(tài)1端口阻抗帶寬(VSWR≤2)為140 MHz,模態(tài)2端口阻抗帶寬為120 MHz. 考慮到模態(tài)3和模態(tài)4均采用兩組同相饋電方式,即p5/p8,p6/p7,p9/p12,p10/p11均為直通端口,模態(tài)3和模態(tài)4的實際阻抗帶寬通過單端口激勵得到,模態(tài)3的端口阻抗帶寬為110 MHz,模態(tài)4的端口阻抗帶寬為100 MHz;各模態(tài)內(nèi)部端口之間的隔離度均大于18 dB. 因此,當(dāng)各端口以表2中的幅度和相位進(jìn)行激勵時,即可產(chǎn)生八個模態(tài)的渦旋電磁波束. 圖6(a)為天線實物．天線測試時采用外接饋電網(wǎng)絡(luò)對天線各個模態(tài)進(jìn)行饋電,外接饋電網(wǎng)絡(luò)如圖6(c)所示. 一階和二階分別采用一個一分二的功分器和兩根90°相差的電纜進(jìn)行饋電,三階和四階分別采用一個一分四的功分器和兩組相差為90°的電纜進(jìn)行饋電．各模態(tài)之間的端口實測隔離系數(shù)如圖7所示,天線的工作頻點產(chǎn)生了一定的頻偏,模態(tài)l=±1,±2,±3,±4的工作頻點分別大約為10.34 GHz,10.21 GHz,10.14 GHz,10.06 GHz,兩個相鄰模態(tài)頻差大約為100 MHz. 這主要是介電常數(shù)引起的相位變化,考慮兩個相鄰模態(tài)的相位差相同(均為2π),因此相鄰模態(tài)在頻率上進(jìn)行偏移實現(xiàn)相位補(bǔ)償.

圖2 模態(tài)1的端口反射和隔離系數(shù)Fig.2 Reflection and isolation coefficients of mode 1

圖3 模態(tài)2的端口反射和隔離系數(shù)Fig.3 Reflection and isolation coefficients of mode 2

圖4 模態(tài)3的端口反射和隔離系數(shù)Fig.4 Reflection and isolation coefficients of mode 3

圖5 模態(tài)4的端口反射和隔離系數(shù)Fig.5 Reflection and isolation coefficients of mode 4

表2 各模態(tài)端口饋電相位和幅度Tab.2 The feed phase and amplitude of each mode

(a) 天線實物 (b) 測試實景 (a) Prototype (b) Test environment

(c) 饋電網(wǎng)絡(luò)(c) Feed network圖6 天線及饋電網(wǎng)絡(luò)Fig.6 Antenna and feed network

圖7 各模態(tài)之間的端口隔離系數(shù)Fig.7 The port isolations between each mode

天線的輻射相位仿真結(jié)果如圖8至11所示,該天線能產(chǎn)生八個OAM模態(tài),且每個模態(tài)都擁有良好的渦旋相位特性. 天線的輻射方向圖仿真結(jié)果如圖12和圖13所示,各模態(tài)波束的主極化和交叉極化差值均大于15 dB,說明同一圓環(huán)上正負(fù)模態(tài)的隔離大于15 dB. 模態(tài)l=±1,±2,±3,±4的增益分別為4.8 dBi,4.1 dBi,5.1 dBi,5.3 dBi. 在微波暗室采用近場測試系統(tǒng)對天線進(jìn)行測試,在天線近場范圍內(nèi)選取一掃描截面(440 mm×440 mm),通過波導(dǎo)探頭對掃描截面進(jìn)行幅相采樣. 圖6(b)為天線測試實景. 對應(yīng)的X分量相位測試截面同樣如圖8至11所示,相比仿真結(jié)果,測試結(jié)果保持共8個模態(tài)的渦旋相位特性. 天線的工作頻點產(chǎn)生了一定的頻偏,但并不影響渦旋模態(tài)的產(chǎn)生,并且渦旋相位基本保持一致,驗證了多模短路圓環(huán)微帶貼片天線輻射多模渦旋電磁波的可行性.

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 測試(b) Measurement圖8 模態(tài)l=±1的相位圖(10.3 GHz)Fig.8 Simulated and measured phase distribution l=±1(10.3 GHz)

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 測試(b) Measurement圖9 模態(tài)l=±2的相位圖(10.2 GHz)Fig.9 Simulated and measured phase distribution l=±2(10.2 GHz)

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 測試(b) Measurement圖10 模態(tài)l=±3的相位圖(10.1 GHz)Fig.10 Simulated and measured phase distribution l=±3(10.1 GHz)

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 測試(b) Measurement圖11 模態(tài)l=±4的相位圖(10.0 GHz)Fig.11 Simulated and measured phase distribution l=±4(10.0 GHz)

(a) l=1 (b) l=2

(c) l=3 (d) l=4圖12 各模態(tài)仿真三維方向圖Fig.12 The simulated 3D radiation patterns of various modes

(a) l=1 (b) l=-1

(c) l=2 (d) l=-2

(e) l=3 (f) l=-3

(g) l=4 (h) l=-4圖13 各模態(tài)仿真二維方向圖Fig.13 The simulated 2D radiation patterns of various modes

4 結(jié) 論

本文運用短路多圓環(huán)形微帶貼片天線實現(xiàn)了八模態(tài)渦旋波束. 仿真和實驗結(jié)果表明,8個模態(tài)都擁有良好的渦旋相位特性. 該天線產(chǎn)生的渦旋波具有低復(fù)雜度、小尺寸等特點,為多模渦旋電磁波單天線的實現(xiàn)提供了一種新的思路,并且為將來的多模渦旋電磁波應(yīng)用提供了一種新的可能.