楊雪霞 梅歡 朱戈亮

(上海大學(xué) 上海先進(jìn)通信與數(shù)據(jù)科學(xué)研究院 特種光纖與光接入網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 特種光纖與先進(jìn)通信國(guó)際合作聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室,上海 200444)

引 言

高效的微波能量傳輸系統(tǒng),需要接收整流天線(xiàn)的電磁波極化方向和波束方向與發(fā)射天線(xiàn)嚴(yán)格對(duì)準(zhǔn),否則整流天線(xiàn)效率將急劇下降. 圓極化整流天線(xiàn)能減小極化失配帶來(lái)的能量損失,可以在收發(fā)天線(xiàn)相對(duì)旋轉(zhuǎn)的情況下保持輸出電壓的穩(wěn)定,但是當(dāng)最大方向?qū)Σ粶?zhǔn)時(shí),也不能維持輸出電壓的穩(wěn)定[1-2];而且圓極化天線(xiàn)不能接收旋向相反的圓極化波. 雙極化天線(xiàn)則可接收任意方向的線(xiàn)極化和圓極化波,更具優(yōu)越性. 為了在寬入射角度內(nèi)保持整流天線(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定,可以采用具有較寬波束寬的非均勻天線(xiàn)陣[3];但是非均勻天線(xiàn)陣增益遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于均勻天線(xiàn)陣,且非均勻陣由許多大小不等的陣元組成,設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜.

方向回溯天線(xiàn)陣不需要準(zhǔn)確的來(lái)波信息就可以將入射波沿著來(lái)波方向發(fā)射回去,能夠在較大的角度內(nèi)實(shí)時(shí)跟蹤來(lái)波. 其自動(dòng)波束掃描性能已經(jīng)應(yīng)用于一些無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)[4-5]和射頻識(shí)別[6-7],特別適應(yīng)于通信鏈路不固定的場(chǎng)合,如基站和移動(dòng)用戶(hù)之間,移動(dòng)用戶(hù)和移動(dòng)用戶(hù)之間的通信[5]. 系統(tǒng)的方向回溯功能完全通過(guò)硬件實(shí)現(xiàn),不需要額外的算法和數(shù)字電路,反應(yīng)速度很快. 它主要有兩種陣列結(jié)構(gòu):相位共軛陣和Van Atta陣. 前者需要混頻電路以及本振信號(hào),使得與整流天線(xiàn)集成設(shè)計(jì)及整個(gè)系統(tǒng)變得復(fù)雜;Van Atta天線(xiàn)陣通過(guò)特定長(zhǎng)度傳輸線(xiàn)將陣元連接起來(lái),可以是無(wú)源的,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,容易與整流電路集成,從而構(gòu)成方向回溯整流天線(xiàn)陣. 文獻(xiàn)[8-9]將相位共軛回溯天線(xiàn)陣用于微波輸能系統(tǒng)設(shè)計(jì),固態(tài)相控陣發(fā)射天線(xiàn)陣列中有一個(gè)單元用來(lái)接收整流天線(xiàn)陣列的信標(biāo)信號(hào),產(chǎn)生相位共軛的混頻器等置于整流天線(xiàn)陣列面上. 文獻(xiàn)[10]設(shè)計(jì)的2×2元Van Atta圓極化整流天線(xiàn)陣列,在最大方向上,當(dāng)功率密度為10 mW/cm2時(shí),MW-DC轉(zhuǎn)換效率73.3%,直流輸出電壓2.48 V,且在[-10°,10°]角度范圍內(nèi)基本不變,在小于45°范圍內(nèi)電壓比為0.9.

本文提出由雙極化方向回溯Van Atta天線(xiàn)陣和差分整流電路組成的方向回溯整流天線(xiàn)陣,它能夠避免接收波束未對(duì)準(zhǔn)和收發(fā)天線(xiàn)極化失配而造成整流天線(xiàn)MW-DC轉(zhuǎn)換效率的急劇下降,使整流天線(xiàn)在寬入射角和任意極化時(shí)仍能保持穩(wěn)定的直流輸出,適用于遠(yuǎn)距離微波能量傳輸系統(tǒng). 設(shè)計(jì)并測(cè)試了C波段2×2元陣列,驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的有效性.

1 雙極化縫隙耦合微帶天線(xiàn)設(shè)計(jì)

采用雙極化縫隙耦合微帶天線(xiàn)作為方向回溯整流天線(xiàn)陣列的接收單元,在兩個(gè)極化方向上分別獲得方向回溯性能,從而解決接收天線(xiàn)極化和方向的對(duì)不準(zhǔn)問(wèn)題. 雙極化縫隙耦合微帶天線(xiàn)有三個(gè)優(yōu)點(diǎn):其一,微帶饋線(xiàn)和接收貼片置于不同介質(zhì)層,不僅減小相互影響,而且便于多元陣列設(shè)計(jì),減小饋電網(wǎng)絡(luò)占用面積;其二,縫隙耦合雙層結(jié)構(gòu)具有諧波抑制功能,能有效地抑制由于二極管非線(xiàn)性在電路中產(chǎn)生的高次諧波,省去了整流電路中的濾波器,使得整流天線(xiàn)陣列結(jié)構(gòu)緊湊;其三,雙層結(jié)構(gòu)在一定程度上可以增加天線(xiàn)的帶寬和增益.

圖1是雙極化天線(xiàn)結(jié)構(gòu)圖,天線(xiàn)由雙層介質(zhì)板構(gòu)成,有三層金屬層.頂層是星形輻射貼片,在組陣時(shí)能減小陣元之間的相互耦合;中間層是接地板,開(kāi)有兩個(gè)相互正交的耦合縫隙,縫隙呈漸變“工”字形,用于阻抗匹配;底層是兩個(gè)正交的微帶饋線(xiàn),分別激勵(lì)水平和垂直極化波.

(a) 貼片天線(xiàn) (b) 側(cè)視圖 (a) Patch antenna (b) Side view

(c) 耦合縫隙與饋線(xiàn)(c) Coupling slot and feedline圖1 雙極化天線(xiàn)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structural diagram of dual polarized antenna

采用ANSYS高頻結(jié)構(gòu)仿真軟件HFSS進(jìn)行仿真設(shè)計(jì),工作頻率為5.8 GHz. 兩層介質(zhì)的相對(duì)介電常數(shù)均為2.65,正切損耗角為0.002,上下層的厚度分別為h1=1.5 mm,h2=0.8 mm,銅箔厚為0.035 mm. 饋線(xiàn)寬度均為2.2 mm,使其特性阻抗為50 Ω,可直接與整流電路集成. 最終設(shè)計(jì)的天線(xiàn)結(jié)構(gòu)參數(shù)為:w=27.5 mm,l=27.5 mm,wp=14.9 mm,lp=14.9 mm,a=13mm,b=5 mm,w50=2.2 mm,ws1=2 mm,ls1=5.4 mm,ws2=2 mm,ls2=6.8 mm,lo1=2.66 mm,lo2=2.1 mm,O1=2.2 mm,O2=1.8 mm.

圖2給出了雙極化天線(xiàn)的測(cè)試S參數(shù)曲線(xiàn).兩個(gè)端口的公共阻抗帶寬(S11、S22≤-10 dB)為3%(5.96～6.14 GHz),中心頻率為6.05 GHz,與仿真的中心頻率5.8 GHz有250 MHz的頻偏. 誤差主要來(lái)源于加工和測(cè)試,天線(xiàn)雙層結(jié)構(gòu)是采用塑料螺釘固定的,上下層介質(zhì)板之間存在空氣間隙,會(huì)使得頻率上升. 兩端口的實(shí)測(cè)隔離度較好,在有效帶寬內(nèi)大于35 dB. 在二次諧波12.1 GHz上,垂直極化端口的反射系數(shù)為-0.8 dB,水平極化端口的反射系數(shù)為-4.6 dB,可見(jiàn)該天線(xiàn)具有良好的諧波抑制功能,且垂直極化端口的性能優(yōu)于水平極化端口. 測(cè)得天線(xiàn)在頻率為6.05 GHz時(shí)垂直和水平極化端口增益分別為6.5 dBi和6.3 dBi,用于后面計(jì)算整流天線(xiàn)在遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)接收到的能量.

圖2 雙極化天線(xiàn)S參數(shù)的測(cè)試頻響特性Fig.2 Frequency response characteristics of S parameters for dual polarized antenna

2 差分整流電路設(shè)計(jì)

方向回溯整流天線(xiàn)陣需要差分整流電路. 圖3(a)給出了所設(shè)計(jì)的差分整流電路結(jié)構(gòu)圖,它由輸入匹配電路、二極管和直通濾波器組成,由于接收天線(xiàn)具有諧波抑制功能,因此整流電路無(wú)需設(shè)計(jì)輸入低通/帶通濾波. 為了使電路小型化,用150 pF的電容作為輸出端直通濾波器,來(lái)進(jìn)一步濾除高次諧波和基波,二極管至電容之間的微帶線(xiàn)用于消除二極管的虛部達(dá)到匹配,其長(zhǎng)度約為λ/4. 直通濾波器的兩個(gè)輸出端與負(fù)載電阻相連.

(a) 結(jié)構(gòu)圖 (b) 實(shí)物(a) Structure diagram (b) Prototype圖3 差分整流電路結(jié)構(gòu)和實(shí)物Fig.3 Differential rectifier circuit structure and prototype

整流二極管是整流電路中的關(guān)鍵元件,對(duì)于不同頻率和不同功率選擇合適的整流二極管,有助于設(shè)計(jì)高效率整流電路. 這里采用 MA-COM 公司的 MA4E1317 肖特基二極管,其導(dǎo)通電壓低、損耗小、反應(yīng)速度快. 二極管等效電路參數(shù)為:結(jié)電容Cj0=0.02 pF,串聯(lián)電阻Rs=4 Ω,反向擊穿電壓Vbr=7 V,正向?qū)妷篤bi=0.7 V,理論上工作頻率可達(dá)80 GHz. 為了便于和接收天線(xiàn)集成,整流電路也采用0.8 mm厚的F4B-2介質(zhì)板,如圖3(b)所示. 整流電路優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)參數(shù)為:w50=2.2 mm,g=0.45 mm,w1=3.45 mm,l1=7.0 mm. 由于差分電路兩端口信號(hào)存在180°相位差,需要連接0°/180°電橋測(cè)試其MW-DC整流效率,整流電路輸入端接信號(hào)源和放大器. 電路整流效率計(jì)算公式為

(1)

式中:RL為整流電路負(fù)載值;VL為負(fù)載兩端電壓;Pin為經(jīng)過(guò)放大器后輸入到整流電路的微波功率.

圖4給出了整流電路在6.05 GHz頻率時(shí)，不同輸入功率下整流效率隨負(fù)載變化曲線(xiàn). 可見(jiàn)，隨著負(fù)載的增加，整流效率增大；隨著輸入功率的增加，整流效率增大. 不同功率具有相同的最佳負(fù)載240 Ω.

當(dāng)負(fù)載為240 Ω,頻率為6.05 GHz時(shí),整流效率和輸出電壓隨輸入功率變化曲線(xiàn)如圖5所示. 可見(jiàn),整流效率和直流輸出電壓隨著輸入功率升高而增大,當(dāng)輸入功率為20 dBm時(shí),整流電路最大整流效率為73.8%,輸出直流電壓為4.21 V. 當(dāng)輸入功率為21 dBm時(shí),整流效率急劇下降為64%,而輸出電壓趨于不變. 當(dāng)功率再增加時(shí),整流二極管將被擊穿.

圖4 不同輸入功率下整流效率隨負(fù)載變化曲線(xiàn)Fig.4 Test curves of rectifier efficiency versus load change with different input power

圖5 整流電路效率和輸出電壓隨輸入功率變化曲線(xiàn)Fig.5 Curves of efficiency and output voltage of rectifier circuit versus input power

通過(guò)以上實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),MA4E1317二極管的反向擊穿電壓約11 V,大于給定值. 而根據(jù)整流原理,當(dāng)輸出電壓達(dá)到Vo=Vbr/2.2時(shí)二極管能獲得最高的效率,此時(shí)整流電路效率也最高.

3 2×2方向回溯整流天線(xiàn)陣列

基于以上雙極化天線(xiàn)單元和差分整流電路,設(shè)計(jì)2×2元雙極化方向回溯整流天線(xiàn)陣列,并建立測(cè)試系統(tǒng),驗(yàn)證其方向回溯性能.

3.1 陣列設(shè)計(jì)

方向回溯Van Atta天線(xiàn)陣最早由L.C. Van Atta在1959年的專(zhuān)利中提出[11],它是由多個(gè)與陣列幾何中心對(duì)稱(chēng)的天線(xiàn)單元對(duì)組成,通常陣元數(shù)為偶數(shù),圖6是線(xiàn)陣和面陣示意圖. 每個(gè)天線(xiàn)對(duì)用等電長(zhǎng)度或者相差整數(shù)個(gè)工作波長(zhǎng)的傳輸線(xiàn)連接,工作時(shí),陣列中每一個(gè)天線(xiàn)單元接收的信號(hào)被與它成幾何對(duì)稱(chēng)的另外一個(gè)天線(xiàn)單元再輻射出去,起到方向回溯的功能,如圖6(a)所示.

(a) 線(xiàn)陣 (b) 面陣(a) Linear array (b) Area array圖6 四元Van Atta陣Fig.6 Four element array of Van Atta

天線(xiàn)陣元間距過(guò)大將會(huì)出現(xiàn)柵瓣,陣元間距過(guò)小則導(dǎo)致單元互耦嚴(yán)重而引起方向圖畸變. Van Atta陣元間距應(yīng)當(dāng)滿(mǎn)足公式

(2)

式中:d為陣元間距;λ0為自由空間波長(zhǎng);θin是入射波的角度. 因此,理論上,為了實(shí)現(xiàn)-90°至+90°的掃描范圍,陣元間距d應(yīng)為0.5λ0.

由于上述接收天線(xiàn)饋線(xiàn)和整流電路輸入阻抗均為50 Ω,可以直接集成,如圖7(a)、(b)、(c)所示. 方向回溯整流天線(xiàn)陣包括頂層的4個(gè)貼片天線(xiàn)、中間層的接地板及耦合縫隙和底層的4個(gè)差分整流電路,陣元間距約0.5λ0,即d=25.8 mm. 方向回溯特性實(shí)現(xiàn)原理如圖7(d)所示,當(dāng)二極管被入射波導(dǎo)通時(shí),對(duì)于天線(xiàn)而言,l1和l2構(gòu)成垂直極化方向回溯天線(xiàn)陣,l3和l4構(gòu)成水平極化方向回溯天線(xiàn)陣. 這時(shí)二極管不僅起到整流的作用,而且還是回溯電路的開(kāi)關(guān). 理論上應(yīng)在-90°至+90°內(nèi)進(jìn)行掃描,但是由于陣元之間的耦合,掃描角度會(huì)小于這個(gè)角度. 將兩個(gè)極化直流輸出相并聯(lián),形成1×2并聯(lián)陣列,其連接方法如圖7(e)所示,端口標(biāo)號(hào)在圖7(c)中. 根據(jù)整流天線(xiàn)并聯(lián)組陣?yán)碚揫10],二元并聯(lián)陣列的最佳負(fù)載應(yīng)該為單元的一半,在這里為120 Ω.

(a) 頂層-貼片天線(xiàn) (b) 中間層-接地板上的耦合縫隙 (a) Top layer-patch (b) Middle layer-coupling slotantenna on the floor

(c) 底層-整流電路(c) Bottom-rectifier circuit

(d) 方向回溯等效饋線(xiàn) (e) 直流連接方法(d) Retrodirective equivalent (e) DC connection feedlines 圖7 2×2方向回溯整流天線(xiàn)陣結(jié)構(gòu)及方向回溯原理Fig.7 Structure of 2×2 retrodirective rectenna array and the operation principle

3.2 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

實(shí)際加工并測(cè)試了2×2雙極化方向回溯整流天線(xiàn)陣,天線(xiàn)實(shí)物照片和效率測(cè)試系統(tǒng)如圖8所示. 整流天線(xiàn)陣置于距發(fā)射天線(xiàn)75 cm的遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū). 測(cè)試整流天線(xiàn)效率時(shí),保持θin為0°,收發(fā)天線(xiàn)極化一致(即φ=0°),改變發(fā)射功率,測(cè)試整流天線(xiàn)輸出電壓. 測(cè)試整流天線(xiàn)陣方向回溯性能時(shí),整流天線(xiàn)繞著其中軸線(xiàn)轉(zhuǎn)動(dòng),即改變?chǔ)萯n,測(cè)試整流天線(xiàn)輸出電壓隨入射角變化情況.

(a) 正面照片 (b) 背面照片 (c) 方向回溯測(cè)試(a) Front (b) Back (c) Retrodirective measurement

(d) 實(shí)測(cè)照片(d) Measurement setup圖8 方向回溯整流天線(xiàn)實(shí)物圖和測(cè)試系統(tǒng)Fig.8 Prototype and testing system of direction rectified rectifying antenna

整流天線(xiàn)轉(zhuǎn)換效率的計(jì)算公式如下:

(3)

式中:RL和VL與式(1)的意義相同;Pr為整流天線(xiàn)接收到的功率,可根據(jù)Friis傳輸方程計(jì)算得到,

(4)

式中:Pt是發(fā)射功率;Gt和Gr分別是發(fā)射和接收天線(xiàn)增益;D是傳輸距離;λ是工作波長(zhǎng).RL=120 Ω,頻率f=6.05 GHz.

在φ=0°,θ=0°方向上兩個(gè)極化端口的輸出電壓和整流效率隨入射波功率密度變化曲線(xiàn)如圖9所示. 輸出電壓和整流效率均隨著入射波功率密度增加而增加,當(dāng)功率密度為4.32 mW/cm2時(shí)獲得70.8%的最高整流效率.

(a) 輸出電壓(a) Output voltage

(b) 整流效率(b) Rectifying efficiency圖9 在φ=0°,θ=0°方向上兩個(gè)極化端口測(cè)試電壓和整流效率隨功率密度變化曲線(xiàn)Fig.9 Measured voltages and efficiencies versus rectifyingdensity at two polarization ports in the direction of φ=0°,θ=0°

將整流天線(xiàn)放置在轉(zhuǎn)臺(tái)上,使得整流天線(xiàn)繞著轉(zhuǎn)臺(tái)中心旋轉(zhuǎn)(φ=0°,θin變化),測(cè)試整流天線(xiàn)輸出電壓隨入射波角度變化情況,并用θin=0°上的電壓進(jìn)行歸一化. 圖10給出了不同功率密度下,垂直極化端口電壓及歸一化電壓比隨入射角度變化曲線(xiàn). 可以發(fā)現(xiàn),輸出電壓在θin=0°時(shí)最大,當(dāng)角度變大時(shí)輸出電壓逐漸下降. 在入射波功率密度為2.16 mW/cm2時(shí),歸一化電壓比大于90%的入射角度范圍為[-27°,27°],歸一化電壓比大于80%的入射波角度范圍為[-37°,37°];在入射波功率密度為3.43 mW/cm2時(shí),歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-28.5°,28.5°]和[-38°,38°]. 隨著入射波功率密度的增加,不同角度上的電壓比也有所增加.

(a) 輸出電壓隨入射角變化(a) Output voltage versus incident angle

(b) 輸出電壓比隨入射角變化(b) Output voltage ratio versus incident angle圖10 不同功率密度下垂直極化端口測(cè)試曲線(xiàn)Fig.10 Vertical polarization port test curves with different power density

圖11給出了不同功率密度下,水平極化端口電壓和電壓比隨入射角度變化曲線(xiàn).在入射波功率密度為3.43 mW/cm2時(shí),歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-21°,21°]和[-30°,30°];在入射波功率密度為5.20 mW/cm2時(shí),歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-23°,23°]和[-31°,31°]. 水平極化端口方向回溯性能稍劣于垂直極化端口.

(a) 輸出電壓隨入射角變化(a) Output voltage versus incident angle

(b) 輸出電壓比隨入射角變化(b) Output voltage ratio versus incident angle圖11 不同功率密度下水平極化端口測(cè)試曲線(xiàn)Fig.11 Horizontal polarization port test curves with different power density

4 結(jié) 論

本文提出了雙極化方向回溯整流天線(xiàn)陣,在微波輸能系統(tǒng)的收發(fā)天線(xiàn)電磁波波束和極化方向未能對(duì)準(zhǔn)的情況下,使整流天線(xiàn)仍能保持穩(wěn)定的直流輸出. 設(shè)計(jì)并測(cè)試了C波段2×2方向回溯整流天線(xiàn)陣列. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:雙極化端口在較寬的入射角范圍內(nèi)電壓變化小,均有穩(wěn)定的直流能量輸出. 雙極化方向回溯整流天線(xiàn)陣可以有效地解決整流天線(xiàn)陣列波束方向和極化方向?qū)Σ粶?zhǔn)問(wèn)題,在遠(yuǎn)距離微波輸能系統(tǒng)中具有較高的應(yīng)用價(jià)值.