張文博，王 輝，2，柏 睿，李 晟，黃 楊

(1.三峽大學(xué)，宜昌 443002；2.湖北省微電網(wǎng)工程技術(shù)研究中心，宜昌 443002)

0 引 言

近年來，雙PWM變換器系統(tǒng)被廣泛應(yīng)用于新能源并網(wǎng)、交流調(diào)速等領(lǐng)域，但對系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能要求也越來越高。因此，對雙PWM變換器系統(tǒng)控制策略有了更高的要求[1]。

針對雙PWM變換器的整流側(cè)，目前應(yīng)用較多的控制方法是電流閉環(huán)的矢量控制和直接功率控制(以下簡稱DPC)。文獻(xiàn)[2，3]采用雙PI閉環(huán)控制策略，其動態(tài)性能較好，但是這種控制方法的性能高度依賴于電流環(huán)PI參數(shù)的調(diào)整。文獻(xiàn)[4-6]采用傳統(tǒng)DPC,電壓外環(huán)采用PI控制，功率內(nèi)環(huán)采用滯環(huán)比較器，該方法開關(guān)頻率不固定，同時(shí)造成無功失控。文獻(xiàn)[7]采用反饋線性化控制方法使整流器電流內(nèi)環(huán)解耦，并利用PI算法對輸出電壓外環(huán)進(jìn)行控制。文獻(xiàn)[8-10]將具有較強(qiáng)魯棒性的滑?？刂婆cDPC相結(jié)合，提高系統(tǒng)的抗擾動能力。上述方法在不同程度上改善了整流側(cè)的性能，但是存在系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度慢、直流電壓波動大等不足。PWM逆變側(cè)應(yīng)用較多的是矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)。矢量控制技術(shù)采用連續(xù)PI控制，轉(zhuǎn)矩和磁鏈變化平穩(wěn)。直接轉(zhuǎn)矩控制低速性能差并且產(chǎn)生較大轉(zhuǎn)矩脈動。

針對上述問題，本文以雙PWM變換器為研究對象，主要分析了整流側(cè)控制策略，提出整流側(cè)基于反饋線性化滑?？刂撇呗耘c逆變側(cè)轉(zhuǎn)子磁鏈定向矢量控制策略相結(jié)合。針對電流內(nèi)環(huán)采用反饋線性化控制策略，通過SVPWM實(shí)現(xiàn)了整流側(cè)的電流解耦控制和電壓外環(huán)采用滑?？刂?，跟蹤了參考電壓。最后對該雙PWM變換器系統(tǒng)建立仿真模型并且進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析，結(jié)果表明：該系統(tǒng)能夠快速響應(yīng)負(fù)載突變，改善抗干擾性能，更具優(yōu)越性。

1 雙PWM變換器的數(shù)學(xué)模型

圖1為雙PWM變換器的主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。整個(gè)系統(tǒng)主要包括4個(gè)部分：PWM整流側(cè)、直流回路、PWM逆變器和異步電動機(jī)。

圖1 雙PWM變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1中，ea，eb，ec為三相對稱交流電網(wǎng)電壓源；ia，ib，ic為整流器網(wǎng)側(cè)三相線電流；L為網(wǎng)側(cè)濾波電感，R為網(wǎng)側(cè)等效電阻；va，vb，vc為整流側(cè)三相交流輸入電壓；udc為直流側(cè)輸出電壓；idc為直流側(cè)負(fù)載電流；C為直流回路濾波電容。

在三相電網(wǎng)電壓平衡時(shí)，根據(jù)基爾霍夫定律，在d，q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型：

(1)

式中：id，iq分別為整流側(cè)三相相電流d，q坐標(biāo)系分量；ed，eq分別為三相對稱電網(wǎng)相電壓d，q坐標(biāo)系分量；L，R分別為交流側(cè)的濾波電感和阻抗;vd，vq分別為整流側(cè)三相輸入電壓d，q坐標(biāo)系分量；sd和sq分別為開關(guān)函數(shù)在d，q坐標(biāo)系下的變量。

圖1中電機(jī)為三相異步電動機(jī)，在d，q坐標(biāo)系建立電機(jī)電壓方程：

式中：isd，isq，ird，irq分別為電機(jī)定子和轉(zhuǎn)子直軸、交軸電流分量；usd，usq，urd，urq分別為電機(jī)定子和轉(zhuǎn)子直軸、交軸電壓分量；Lr為轉(zhuǎn)子各相繞組之間自感；Ls為定子各相繞組之間自感；Lm為電機(jī)定子和轉(zhuǎn)子各相繞組之間互感；Rr為轉(zhuǎn)子繞組電阻；Rs為電機(jī)定子各相繞組電阻；ωe，ωr，ωs分別為同步角速度，轉(zhuǎn)子角速度，轉(zhuǎn)差角速度；p為微分算子。

ψsd，ψsq，ψrd，ψrq分別為電機(jī)定子和轉(zhuǎn)子直軸、交軸磁鏈分量，磁鏈方程:

(3)

轉(zhuǎn)矩方程：

Te=pLm(isqird-isdirq)

(4)

運(yùn)動方程：

(5)

式中：Te為電磁轉(zhuǎn)矩；TL為負(fù)載轉(zhuǎn)矩；p為極對數(shù)；J為轉(zhuǎn)動慣量。

2 雙PWM變換器控制策略

2.1 整流側(cè)電流內(nèi)環(huán)反饋線性化解耦控制

以兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d，q軸電流分量作為整流器的2個(gè)輸出量y1和y2，分別對其微分直到控制變量出現(xiàn)，則有：

(6)

式中：

(7)

得到輸入控制律：

(8)

即：

(9)

經(jīng)過以上變換后，系統(tǒng)可以轉(zhuǎn)化為以式(9)的u1,u2為新輸入變量的線性化方程：

(10)

由式(10)可以看出，經(jīng)過輸入輸出反饋線性化變換后，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了一階線性化轉(zhuǎn)換，有功和無功電流之間得到解耦。

為了使實(shí)際電流跟蹤給定值，需要建立新的控制關(guān)系：

(11)

式中：yref為給定值；e=yref-y為實(shí)際輸出與給定值之間的誤差。

(12)

由式(12)可得系統(tǒng)的輸出誤差方程：

(13)

式中：k1和k2為常數(shù)參數(shù)。通過選擇合適的k1和k2值，可以使系統(tǒng)的電流跟蹤差值迅速收斂至零。

2.2 整流側(cè)電壓外環(huán)滑?？刂?/h3>

定義誤差變量：

(14)

可選擇滑模面：

(15)

(16)

式中：kei為反饋增益。

聯(lián)立式(15)和式(1)，可得：

(17)

(18)

(19)

根據(jù)直流側(cè)和電網(wǎng)側(cè)功率平衡得：

(20)

將式(18)和式(20)代入式(17)可得：

(21)

式中：

(22)

(23)

當(dāng)系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，有：

聯(lián)立上述公式，可得電壓d,q軸分量：

(24)

電壓外環(huán)將d軸電流給定值送入電流內(nèi)環(huán)，與q軸電流給定值一起經(jīng)電流內(nèi)環(huán)控制器變換后，將反饋量ud和uq送入SVPWM模塊，實(shí)現(xiàn)PWM整流器的直接電流控制。

綜上所述，可得PWM整流側(cè)控制框圖如圖2所示。

圖2 PWM整流側(cè)控制框圖

2.3 逆變側(cè)轉(zhuǎn)子磁鏈定向矢量控制策略

根據(jù)電機(jī)側(cè)數(shù)學(xué)模型，按照轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制，應(yīng)有ψrd=|ψr|，ψrq=0，則有：

(25)

(26)

(27)

式中：Tr為轉(zhuǎn)子勵(lì)磁時(shí)間常數(shù)；Te為電磁轉(zhuǎn)矩；p為極對數(shù)。

轉(zhuǎn)子磁鏈定向矢量控制策略實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩與磁鏈完全解耦，簡化控制系統(tǒng)并且提高調(diào)速性能。電機(jī)側(cè)矢量控制框圖如圖3所示。

圖3 電機(jī)側(cè)矢量控制框圖

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真與實(shí)驗(yàn)參數(shù)

為了驗(yàn)證本文所采用控制策略的正確性和可行性，在MATLAB/Simulink中搭建雙PWM變換器仿真模型，并基于DSP全數(shù)字電機(jī)控制系統(tǒng)開發(fā)平臺進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。整流側(cè)具體仿真與實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示，電機(jī)側(cè)仿真與實(shí)驗(yàn)所用參數(shù)如表2所示。

表1 整流側(cè)參數(shù)

表2 電機(jī)側(cè)參數(shù)

3.2 仿真結(jié)果

3.2.1 穩(wěn)態(tài)響應(yīng)分析

圖4～圖6分別為直流側(cè)母線輸出電壓波形、交流側(cè)a相輸入電壓和電流波形、整流側(cè)有功、無功電流波形，其中交流側(cè)a相輸入電流增大3倍。

圖4 直流側(cè)母線輸出電壓波形

圖5 交流側(cè)a相輸入電壓和電流波形

圖6 整流側(cè)有功、無功電流

從仿真結(jié)果可以看出，直流側(cè)電壓穩(wěn)定工作在600 V；輸入電流準(zhǔn)確跟蹤輸入電壓，并且呈正弦化，有功、無功電流實(shí)現(xiàn)解耦，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行。

3.2.2 動態(tài)響應(yīng)分析

電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩TL在0.12 s時(shí)由0突變?yōu)?00 N·m。圖7,圖8分別為直流測電壓波形，網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流波形，其動態(tài)響應(yīng)快，抗擾性能強(qiáng)，網(wǎng)側(cè)電壓電流相位同步。

圖7 負(fù)載突變直流側(cè)電壓波形

圖8 負(fù)載突變a相電壓和電流波形

圖9～圖11分別為電機(jī)三相定子電流波形、電機(jī)轉(zhuǎn)矩波形、轉(zhuǎn)速波形。轉(zhuǎn)矩突變時(shí)，轉(zhuǎn)速維持基本不變，說明系統(tǒng)具有較好的抗干擾能力和快速的響應(yīng)能力，調(diào)速性能好。

圖9 電機(jī)三相定子電流波形

圖10 電機(jī)轉(zhuǎn)矩波形

圖11 電機(jī)轉(zhuǎn)速波形

圖12為a相電網(wǎng)電流傅里葉分析結(jié)果圖，其總電流諧波畸變率(THD)為1.11%，保證了輸入電流質(zhì)量。

圖12 電網(wǎng)電流傅里葉分析

3.3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證該控制策略，DSP全數(shù)字電機(jī)控制開發(fā)平臺如圖13所示。直流電壓、電流檢測電路采用MCLMK-232A-A，交流電壓檢測電路采用MCLMK-230A-A，編碼器和位置檢測電路采用MCLMK-235-A，該平臺控制芯片采用TMS320F2812，開關(guān)元件選用三菱公司的PS21564智能功率模塊，IGBT額定容量為25 A/600 V。且采用CCS3.3(Code Composer Studio3.3)軟件和示波器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)記錄，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

圖13 實(shí)驗(yàn)開發(fā)平臺

圖14為雙PWM變換器系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)情況下整流器直流側(cè)電壓波形及a相電壓、電流波形。

圖14 a相電壓、電流及直流側(cè)電壓波形

圖15記錄了雙PWM變換器系統(tǒng)負(fù)載突變狀態(tài)下直流側(cè)電壓波形及a相電流波形。分析可知，系統(tǒng)在負(fù)載突變后直流側(cè)電壓經(jīng)過很小波動后快速達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，系統(tǒng)抗干能力較強(qiáng)，且從圖15中可以看出，a相電流正弦性較好，且電流幅值發(fā)生變化。

圖15 a相電流及直流側(cè)電壓波形

軟件程序給定轉(zhuǎn)矩由0突變?yōu)?00 N·m，圖16為示波器獲得的電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)矩波形。

圖16 電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)矩波形

4 結(jié) 語

本文以雙PWM變換器作為研究對象，電網(wǎng)整流側(cè)電流內(nèi)環(huán)利用反饋線性化理論實(shí)現(xiàn)解耦控制，電壓外環(huán)采用滑模控制策略。電機(jī)逆變側(cè)采用矢量控制策略，實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩與磁鏈解耦控制。仿真與實(shí)驗(yàn)分析表明，當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，該控制策略能夠大大提高整流側(cè)與逆變側(cè)的響應(yīng)速度，明顯增強(qiáng)了系統(tǒng)的魯棒性；另外，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，降低諧波含量，直流側(cè)電壓穩(wěn)定且紋波小，提高電機(jī)調(diào)速性能。因此，本文所研究的控制策略具有有效性和可行性，并有良好的應(yīng)用價(jià)值。