劉 波，荊 磊，李博棟，汪小青，邱茂航，陳 敏

(浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027)

0 引 言

隨著環(huán)保意識(shí)的提升，以清潔能源為動(dòng)力來(lái)源的新能源汽車將逐漸取代傳統(tǒng)的汽車[1]。同時(shí)，隨著新能源發(fā)電站的大規(guī)模使用，新能源并網(wǎng)勢(shì)在必行。但是以光伏和風(fēng)能為代表的新能源具有很強(qiáng)的隨機(jī)性和不可控性，極大地限制了新能源電站的入網(wǎng)容量。為了實(shí)現(xiàn)新能源的順利并網(wǎng)，儲(chǔ)能系統(tǒng)是新能源發(fā)電站的必備組件。

傳統(tǒng)的電動(dòng)汽車與電網(wǎng)的連接是單向的，電動(dòng)汽車只是一個(gè)負(fù)載。當(dāng)大量的電動(dòng)汽車接入電網(wǎng)時(shí)，可以在一定程度上實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的削峰。但是這沒有充分利用電動(dòng)汽車的儲(chǔ)能特性。帶有雙向充電器的電動(dòng)汽車可以實(shí)現(xiàn)電能的雙向流動(dòng)，參與電網(wǎng)的調(diào)度，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的削峰填谷。

目前，雙向充電器主要有單級(jí)式和兩級(jí)式兩大類。考慮到電氣隔離，兩級(jí)式的雙向AC/DC變換器得到了廣泛地使用[2]。隔離型雙向DC/DC變換器是兩級(jí)式雙向AC/DC變換器的重要組成部分。雙向有源橋和諧振式CLLC是目前研究得最為廣泛的兩種拓?fù)?。這兩種拓?fù)渚軐?shí)現(xiàn)軟開關(guān)，都能在較高的開關(guān)頻率下達(dá)到較高的傳輸效率。文獻(xiàn)[3]的雙向DC/DC變換器是基于雙向有源橋的，該變換器在開關(guān)頻率為20 kHz的時(shí)候，峰值效率達(dá)到98%；文獻(xiàn)[4]的雙向DC/DC變換器是基于諧振式CLLC拓?fù)洌撟儞Q器在開關(guān)頻率為100 kHz左右時(shí)，峰值效率達(dá)到96%。但是針對(duì)于V2G的應(yīng)用，哪一種拓?fù)涓舆m合，并沒有進(jìn)行對(duì)比。

本文針對(duì)V2G的應(yīng)用場(chǎng)景進(jìn)行分析，給出所選拓?fù)涞膮⒖荚O(shè)計(jì)流程，最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 應(yīng)用場(chǎng)景分析與拓?fù)溥x擇

現(xiàn)在市場(chǎng)化的電動(dòng)汽車的車載電池主要是化學(xué)電池和物理電池。在電動(dòng)汽車上使用的化學(xué)電池主要是鋰離子電池和鎳氫電池。近年來(lái)，針對(duì)鋰離子電池和鎳氫電池特性的研究廣泛[5-7]。此類電池的端壓隨著充放電電流和電池狀態(tài)的不同而不同，單個(gè)鋰電池的端壓2.4 V～3.4 V。

由于電動(dòng)汽車空間的限制，車載充電機(jī)需要較高的功率密度。在變換器中占據(jù)大量體積的元件是散熱器和無(wú)源元件。為了提升功率密度，變換器的開關(guān)頻率和效率是關(guān)鍵。

應(yīng)用在車載的DC/DC變換器，連接電池一端的電壓會(huì)有較大的變化。同時(shí)，變換器需要具有較高的功率密度，也即變換器需要工作在較高的開關(guān)頻率和具有較高的效率。此外，DC/DC變換器往往還需要是隔離的變換器。應(yīng)用于車載充電機(jī)的DC/DC變換器根據(jù)相應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)，現(xiàn)有的車載充電機(jī)功率基本都為3.3 kW或者6.6 kW。

在車載充電機(jī)這個(gè)功率等級(jí)下，為了均衡電壓和電流應(yīng)力，全橋拓?fù)涫禽^好的選擇。雙向全橋DC-DC變換器，主要有諧振式和非諧振式兩種。在眾多諧振式和非諧振式雙向DC-DC變換器中，雙向有源橋和諧振式CLLC是最常見的兩種拓?fù)鋄8]。

1.1 雙向有源橋

雙向有源橋拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 雙向有源橋拓?fù)?/p>

由圖1可知：雙向有源橋主要由兩個(gè)全橋組成，中間采用變壓器做隔離，電感L1是能量傳輸電感。實(shí)際應(yīng)用中，可采用變壓器的漏感作為該電感。

一種適用于雙向有源橋的控制圖如圖2所示。

圖2 雙向有源橋的單移相控制

由圖2可知：在這種控制策略中，L1電感在t0和t1時(shí)刻的電流分別為：

(1)

(2)

式中：iL1(t0)—t0時(shí)刻電感電流的大??；V2—輸出側(cè)兩橋臂之間的電壓；L1—高頻電感感值；f—開關(guān)頻率；t1—輸出側(cè)開關(guān)器件切換的時(shí)刻；iL1(t1)—t1時(shí)刻電感電流的大??；t0—輸入側(cè)開關(guān)器件切換的時(shí)刻；V1—輸入側(cè)兩個(gè)橋臂中點(diǎn)間的電壓。

為保證變換器工作在軟開關(guān)模式，L1電感電流在t0時(shí)刻需要小于零，t2時(shí)刻需要大于零。所以雙向有源橋的軟開關(guān)范圍為：

(3)

該電路存在缺點(diǎn)：當(dāng)采用普通控制算法時(shí)，該電路存在著較大的功率環(huán)流，增大了開關(guān)器件的電流應(yīng)力和損耗。文獻(xiàn)[9]總結(jié)了相關(guān)的算法來(lái)解緩或解決功率環(huán)流的問題，但是算法較為復(fù)雜；文獻(xiàn)[10]解決了功率環(huán)流問題，但是需要添加緩沖電路，這增加了變換器的損耗。同時(shí)，該變換器的開關(guān)器件的開關(guān)都在電流的轉(zhuǎn)折處進(jìn)行切換，這使得有部分開關(guān)器件總在電流最大處進(jìn)行切換，加大了開關(guān)器件的關(guān)斷損耗。此外，由式(3)可知：該電路的軟開關(guān)范圍受到較大的限制。在實(shí)際應(yīng)用中，該電路還容易出現(xiàn)變壓器的直流磁偏，所以需要在電路中添加較大的隔直電容。

1.2 CLLC諧振變換器

CLLC諧振式變換器是在單向LLC電路的基礎(chǔ)上演化而來(lái)，如圖3所示。

圖3 諧振式CLLC變換器

基于LLC電路演化而來(lái)的雙向變換器具有軟開關(guān)范圍廣、可以實(shí)現(xiàn)功率集成、同時(shí)整流側(cè)的開關(guān)器件可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷等優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)，相對(duì)于其他的諧振式拓?fù)?，CLLC變換器的優(yōu)點(diǎn)為：電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱，便于實(shí)現(xiàn)雙向控制；電路在變壓器兩側(cè)均存在電感，具有強(qiáng)的抗短路性能，還限制了整流側(cè)電流變化的速度，并且在啟動(dòng)階段沒有大的電流沖擊；該電路在變壓器兩側(cè)都具有諧振電容，避免了變壓器的直流磁偏。

該電路的缺點(diǎn)主要體現(xiàn)在：電路的諧振元件較多，加大了變換器的設(shè)計(jì)難度；變換器的兩側(cè)均有諧振電感，加大了變換器的損耗，在一定程度上降低了變換器的效率；該變換器在重載時(shí)，增益曲線有一定的偏移。在Q值較大時(shí)，在部分區(qū)域變換器的增益曲線隨著頻率的降低，增益下降。

1.3 拓?fù)溥x擇

為了保證變換器在整個(gè)工作范圍內(nèi)都具有較高的效率，雙向DC/DC變換器需要在較寬的電壓變化范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。然而雙向有源橋拓?fù)涞能涢_關(guān)范圍較窄，同時(shí)在電壓不匹配時(shí)，流過高頻電感的電流峰值較高。諧振式CLLC拓?fù)淠軌蛟谌秶鷥?nèi)保持軟開關(guān)，同時(shí)整流側(cè)器件可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，這都有利于提高變換器的效率。車載電池充電時(shí)，如果采用恒流恒壓模式充電，電池電壓最小的時(shí)候，變換器的等效負(fù)載電阻最小，此時(shí)變換器所需的增益小于1，整個(gè)變換器工作在Buck模式，避開了增益曲線偏移區(qū)域。因此可以通過合理地設(shè)計(jì)相關(guān)的參數(shù)，避開增益曲線偏移的區(qū)域。

應(yīng)用于V2G的雙向DC/DC變換器需要具有高的功率密度，高的效率。諧振式CLLC拓?fù)渚哂锌梢栽谌秶鷥?nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，同時(shí)在整流側(cè)可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷等優(yōu)點(diǎn)，適用于該應(yīng)用。所以本研究選擇諧振式CLLC拓?fù)渥鳛榛就負(fù)洹?/p>

2 雙向DC/DC變換器的設(shè)計(jì)

諧振式CLLC變換器需要2個(gè)諧振電容，2個(gè)諧振電感，1個(gè)變壓器匝比和1個(gè)激磁電感。設(shè)計(jì)參數(shù)較多，設(shè)計(jì)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[11]給出了較為詳細(xì)的設(shè)計(jì)過程，其主要設(shè)計(jì)流程如圖4所示。

圖4 諧振式CLLC設(shè)計(jì)流程

設(shè)計(jì)完變換器主要元件參數(shù)之后，電感和變壓器的具體設(shè)計(jì)可以按照高頻變壓器進(jìn)行計(jì)算。

變壓器的變比設(shè)定根據(jù)輸入母線電壓的額定值和輸出電壓確定。在設(shè)計(jì)時(shí)，鑒于磁性元件是根據(jù)變換器的開關(guān)頻率確定的，為了充分利用磁性元件的性能，變換器的正向和反向工作頻段設(shè)定為相同。同時(shí)，如果考慮變換器的正向與反向具有相同的增益，則變壓器的變比為：

(4)

式中：NTr—變壓器原副邊變比；Vbus_nom—直流母線額定電壓；Vo_max—鋰電池的最大電壓；Vo_min—鋰電池的最低電壓。

為了保證變換器能夠滿足ZVS，變換器的激磁電感的最大值受到限制。當(dāng)采用全橋變換器時(shí)，激磁電感的最大值應(yīng)該滿足：

(5)

式中：Lm—激磁電感；T—開關(guān)周期；tdead—死區(qū)時(shí)間；Coss—MOSFET等效輸出電容。

當(dāng)變換器工作在正向時(shí)，這種工作模式下，變換器的輸入電壓為直流母線電壓，輸出電壓為鋰電池的端壓。此時(shí)，輸出側(cè)的等效負(fù)載與鋰電池的充電策略相關(guān)，設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮的是鋰電池電壓最大時(shí)，輸出功率達(dá)到最大功率，等效負(fù)載電阻為：

(6)

式中：RG2V_nom—鋰電池作為負(fù)載時(shí)的等效負(fù)載電阻；Po_max—最大輸出功率。

當(dāng)變換器工作在反向時(shí)，變換器的輸出端電壓為直流母線電壓，輸入電壓為鋰電池端壓。此時(shí)需要考慮鋰電池的放電策略。實(shí)際應(yīng)用中鋰電池的放電功率與鋰電池的端壓相關(guān)，端壓較低時(shí)，放電功率減小。此時(shí)需要計(jì)算出以額定功率放電時(shí)的最低電壓和最低電壓時(shí)的放電功率。以額定功率放電時(shí)，需要考慮的量為變換器增益與輸出等效負(fù)載：

(7)

式中：MV2G_nom—以額定功率放電時(shí)的最大增益；Vbus—直流母線電壓；Vbatt_nom_min—最大功率放電時(shí)鋰電池的電壓；RV2G_nom—最大功率放電時(shí)的等效輸出電阻；PV2G_nom—鋰電池的最大放電功率。

當(dāng)鋰電池電壓低于最大放電功率時(shí)，鋰電池的放電功率隨著鋰電池的端壓變化而變化。此時(shí)需要繪制等效負(fù)載電阻與增益的曲線，其中增益與等效電阻為：

(8)

式中：MV2G_less—以較低功率放電時(shí)的最大增益；Vbatt_less—較低功率放電時(shí)鋰電池的電壓；RV2G_less—以較低功率放電時(shí)的等效輸出電阻；PV2G_less—鋰電池的較低放電功率。

變換器的激磁電感與諧振電感的比值可以事先確定。這個(gè)比值過大有利于減小激磁電感的電流，但是會(huì)使得變換器的工作頻段變寬。所以實(shí)際應(yīng)用中，這個(gè)數(shù)值一般在3.5～5之間選取。同時(shí)，為了充分利用磁性元件，變換器的正向和反向工作諧振頻率可以設(shè)定為相同數(shù)值。當(dāng)激磁電感與諧振電感的比值都確定之后，變換器的諧振電容關(guān)系也隨之確定，其中激磁電感與諧振電感的比值為：

(9)

諧振頻率與諧振電感和諧振電容的大小為：

(10)

式中：Lm_pr—原邊的等效激磁電感；Lm_sec—二次側(cè)的等效激磁電感；K—激磁電感與諧振電感的比值；Lr—諧振電感；fr—諧振頻率；Cr—諧振電容。

變換器的其他參數(shù)通過對(duì)應(yīng)的檢查過程不斷調(diào)整。本研究通過式(11)來(lái)繪制變換器的增益與頻率曲線，并檢查關(guān)鍵點(diǎn)的增益是否滿足需求。如果不滿足要求可以通過圖4的流程進(jìn)行迭代設(shè)計(jì)：

(11)

上面的增益驗(yàn)證可以得到對(duì)應(yīng)負(fù)載點(diǎn)的Q值。聯(lián)立Q值、諧振頻率和負(fù)載，可以計(jì)算出電容和電感的數(shù)值。

諧振參數(shù)設(shè)計(jì)完成之后，便可以設(shè)計(jì)變換器的濾波器。直流母線側(cè)一般可以采用單電容濾波。由于高頻紋波對(duì)電池的壽命有很大的影響，電池側(cè)的輸出需要限制高頻紋波。為了兼顧濾波器的體積和濾波效果，電池側(cè)的濾波器需要特別設(shè)計(jì)。同時(shí)，如果電池需要采用恒流恒壓模式充電，當(dāng)電池工作在恒流模式充電時(shí)，變換器的控制量為電流，電池側(cè)需要一個(gè)電感來(lái)穩(wěn)定輸出電流。所以電池側(cè)的濾波器可以采用CL和CLC濾波器。兩種濾波器都可以保證進(jìn)入電池的電流沒有較大的高頻分量。

開關(guān)器件的選取對(duì)于變換器的整機(jī)性能具有很大的影響。由于變換器可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，開通損耗基本可以忽略不計(jì)。但是在整流側(cè)，高頻電流將流過二極管，因此需要選擇具有快恢復(fù)特性的二極管。所以選擇開關(guān)器件時(shí)除了選取電壓和電流以外還需要注意開關(guān)器件的寄生二極管是不是快恢復(fù)二極管。

3 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

本文設(shè)計(jì)了一款3 kW的雙向DC/DC變換器，采用了諧振式CLLC拓?fù)浜虲LC輸出濾波器。

該樣機(jī)的輸入直流母線電壓為400 Vdc，輸出電壓為200 Vdc～300 Vdc，工作頻率為80 kHz～220 kHz。所有的開關(guān)器件均采用Si的MOSFET。

工作在正向模式時(shí)，變換器的相關(guān)波形圖如圖5所示。

圖5 正向工作模式的波形圖

根據(jù)圖5可知：在開通之前，開關(guān)器件兩端的電壓降低到零，說(shuō)明變換器實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。工作在正向模式時(shí)，變換器的傳輸效率與輸入功率在不同輸出電壓下的變換器效率如圖6所示。

由圖6可知:變換器的正向傳輸效率在較寬的功率變化范圍內(nèi)都保持在93%以上，峰值效率在96.6%以上。在同等測(cè)試條件下，該變換器的傳輸效率處于較高水平。

變換器工作在反向模式時(shí)的相關(guān)波形圖如圖7所示。

由圖7可知：該MOSFET在驅(qū)動(dòng)上升前，MOSFET的漏源極電壓基本降到零，實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。同時(shí)該變換器工作在反向模式時(shí)，傳輸效率與正向時(shí)的效率相近，峰值效率達(dá)到96.6%。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文結(jié)合變換器的實(shí)際工作環(huán)境，通過對(duì)比雙向有源橋和諧振式CLLC變換器的軟開關(guān)范圍和效率，得出諧振式CLLC變換器更適用于該種場(chǎng)合;最后按照給定的設(shè)定流程設(shè)計(jì)了一款3 000 W的雙向DC/DC變換器。該變換器的效率在相應(yīng)的條件下達(dá)到了較高的水平。