張興輝 ，杜茗茗，趙宇琪 ，楊 凱 ，韓帥達

（1.國家電網(wǎng)公司，北京 100031；2.國網(wǎng)重慶市電力公司，重慶 400015；3.輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室（重慶大學(xué)），重慶 400044）

0 引言

近年來，光伏發(fā)電技術(shù)逐漸成熟，應(yīng)用日益廣泛，光伏發(fā)電規(guī)模正逐步擴大。目前，我國光伏裝機總量已達20 GW，居世界之首［1］。隨著裝機容量的逐漸提高，光伏發(fā)電的電能質(zhì)量受到國內(nèi)外廣大科研技術(shù)人員的關(guān)注。光伏并網(wǎng)逆變器是光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中最關(guān)鍵的組成部分，直接決定了并網(wǎng)電能質(zhì)量的好壞［2］。

對于光伏并網(wǎng)逆變來說，目前對它的研究主要集中在逆變器拓?fù)浼捌湎嗯涮椎目刂葡到y(tǒng)。隨著光伏發(fā)電容量的不斷提高，傳統(tǒng)的兩電平逆變器已不能滿足需要。文獻［3-4］提出了基于電網(wǎng)電壓定向控制策略的三電平光伏逆變器，雖然可以實現(xiàn)基本的并網(wǎng)要求，但該控制策略中的鎖相技術(shù)對電網(wǎng)中諧波的靈敏度較大；文獻［5］采用在調(diào)制波中加入零序分量的方法來克服NPC電路中性點電位漂移的問題，有一定效果，但使得計算難度增大。文獻［6］利用SVPWM技術(shù)的方法來克服中性點電位漂移的問題，有效提高了直流電壓利用率，也解決中性點電壓漂移的問題，但調(diào)制過程計算復(fù)雜，工程上并不適合使用。

提出一種改進型的三電平NPC拓?fù)?，并結(jié)合無網(wǎng)側(cè)電壓傳感器的虛擬磁鏈定向控制策略（VFOC）來實現(xiàn)一種新型光伏逆變器，通過在MATLAB／Simulink環(huán)境下搭建仿真平臺的方法來驗證該系統(tǒng)的科學(xué)性和有效性。

1 一種改進型的三電平NPC拓?fù)?/h2>

三電平NPC（3L-NPC）變換器在過去20年中已經(jīng)被廣泛應(yīng)用，相對于傳統(tǒng)的兩電平橋式變換器，三電平NPC變換器更適用于中、高功率的場合。由于電平數(shù)量增加，在相同開關(guān)頻率下，三電平NPC逆變器輸出波形的諧波含量更小，電能質(zhì)量相比于兩電平逆變器大幅提升［7］。若對波形畸變率要求一定，則可降低開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，提高變換器效率。三電平NPC變換器分為二極管箝位型和電容飛跨型，本文將詳細(xì)研究二極管箝位型NPC，并對傳統(tǒng)NPC電路存在的缺點進行研究，提出改進方法。如圖1所示，框線外部的電路即傳統(tǒng)的三電平NPC變換器。

圖1 改進型三點平NPC拓?fù)?/p>

每個橋臂由4只開關(guān)管構(gòu)成，中間2只開關(guān)管由2只二極管跨接，構(gòu)成NPC內(nèi)部路徑。當(dāng)S1、S2開通（S3、S4關(guān)斷）時，A 相橋臂開關(guān)函數(shù) Sa＝1；S2、S3開通（S1、S4關(guān)斷）時，NPC 內(nèi)部路徑導(dǎo)通，將橋臂輸出箝位到中性點電位，Sa＝0；S3、S4開通 （S1、S2關(guān)斷），Sa＝-1。三電平NPC拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)特性如表1所示。

由表1可知，傳統(tǒng)的三電平NPC拓?fù)渚哂袃牲c不足。第一，位于NPC內(nèi)部路徑的兩只開關(guān)管（S2，S3）的導(dǎo)通時間長于外部路徑的兩只開關(guān)管（S1，S4）。由此會導(dǎo)致開關(guān)損耗不均勻，影響設(shè)備的整體壽命，對該問題的解決可以采用有源NPC拓?fù)洌ˋNPC），將傳統(tǒng)NPC中NPC內(nèi)部路徑的2只二極管替換為功率可雙向流動的IGBT，增加“0”狀態(tài)時導(dǎo)通路徑數(shù)量的冗余度，有效解決損耗不均的問題，對此不做詳細(xì)討論。第二，在變換器傳輸有功功率的時候，由于存在中性點不平衡電流的流動，會導(dǎo)致直流側(cè)上下電容存在電壓差，因此，提出在傳統(tǒng)三電平前加一級輔助電路來使得直流側(cè)中性點電位穩(wěn)定。

表1 三電平NPC變換器開關(guān)表

如圖1框線內(nèi)部的電路所示。該輔助電路相當(dāng)于兩個倒置的Buck電路組合而成。具體工作原理是，若中性點電位偏低，即VCu-VCd＞0時，這時 Sd關(guān)閉，Su由PWM信號控制導(dǎo)通。當(dāng)Su開通時，直流側(cè)電源通過L向Cd充電，使其電壓上升，當(dāng)Su關(guān)斷時，電感上的電流通過Sd的反并聯(lián)二極管續(xù)流。同理，若中性點電位偏高，即 VCu-VCd＜0 時，則關(guān)閉 Su，Sd由PWM信號控制，使其中性點電位降低。該方法的關(guān)鍵是對電感L的選擇和對PWM控制信號周期的選擇。為了使得中性點電位平衡，就必須使得輔助電路向中性點注入的電荷與逆變器從中性點抽出的電荷相等，如圖2所示。

圖2 中性點電荷流動示意

要使得輔助電路在主電路一個開關(guān)周期內(nèi)完成對中性點電位的平衡，則輔助電路的開關(guān)周期就必須小于主電路的開關(guān)周期，通常選擇主電路開關(guān)周期為輔助電路的n倍 （n取整數(shù)），這時可以認(rèn)為在輔助電路的一個開關(guān)周期內(nèi)的主電路電流平均值I不變，則在主電路的一個開關(guān)周期（Ts）內(nèi)，主電路向直流側(cè)母線獲取的最大電荷為

同理，當(dāng)Su關(guān)閉的時候，通過電感向逆變器中性點注入的電荷為

因此，主電路向直流母線獲取的最大電荷和輔助電路利用電源經(jīng)電感L向中性點注入最大電荷的平衡方程為

則輔助電路電感為

式中：Ta為輔助電路的開關(guān)周期，通常取為主電路開關(guān)周期的0.125倍；D為占空比，取0.5。穩(wěn)定狀態(tài)下，VCu=VCd。由以上方法可知，通過在傳統(tǒng)三電平拓?fù)淝岸思尤胍患壿o助電路，最多經(jīng)過n個輔助電路開關(guān)周期即可對逆變器中性點電位進行補償，從而防止逆變器中性點電位漂移，進而提高并網(wǎng)電能質(zhì)量。

2 虛擬磁鏈定向控制策略

基于虛擬磁鏈定向控制策略是在基于電網(wǎng)電壓定向控制策略上發(fā)展而來［8］。為了克服電網(wǎng)電壓諧波對觀測其相角帶來的誤差，考慮觀測其磁鏈相角來代替電網(wǎng)電壓相角。從式（6）可知磁鏈相角滯后電網(wǎng)電壓相角90°，由于積分器的低通特性，可以更好地克服由于電網(wǎng)諧波對相角觀測所帶來的影響。

逆變器并網(wǎng)如圖3所示。

圖3 逆變器并網(wǎng)示意圖

逆變器出口電壓與電網(wǎng)電壓磁鏈的關(guān)系為

忽略小電阻R的影響，將上式進行坐標(biāo)變換，轉(zhuǎn)換到兩項靜止坐標(biāo)系下為

式中：uα和uβ分別為逆變器出口相電壓在兩相靜止坐標(biāo)系中的分量。由三點平NPC拓?fù)涞奶匦耘cClark變換原則可知，開關(guān)函數(shù)與逆變器出口相電壓關(guān)系為

將式（8）與式（9）聯(lián)立，即可得出開關(guān)函數(shù)與電網(wǎng)電壓磁鏈的關(guān)系，由此可建立磁鏈觀測器的數(shù)學(xué)模型。要注意的是，在實際情況中并不是用純積分器去得到磁鏈，因為純積分器存在“零漂”現(xiàn)象［9］，為了徹底消除直流分量，通常用一階低通濾波器和一階高通濾波器組成的帶通濾波器來代替純積分器，如圖4所示的抗積分漂移磁鏈觀測器，其帶通濾波器（BPF）的傳遞函數(shù)為

圖4 三電平磁鏈觀測器模型

圖中a=0.3，b=0.98。由以上推導(dǎo)可估算到電網(wǎng)電壓在兩項旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的磁鏈分量，再由式（11）可得出虛擬磁鏈的位置角。

從以上推導(dǎo)可以看出，在磁鏈估算的過程中并沒有使用網(wǎng)側(cè)電壓傳感器，因此，該控制策略相比于傳統(tǒng)電網(wǎng)電壓定向控制來說，可以減少一個網(wǎng)側(cè)電壓傳感器的成本，并且相對于傳統(tǒng)的PLL鎖相技術(shù)，磁鏈觀測技術(shù)可以克服因電網(wǎng)電壓諧波所引起的相角觀測不準(zhǔn)確的問題。因此基于經(jīng)典的三相雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)加入磁鏈觀測裝置搭建基于虛擬磁鏈定向控制策略的模型，模型框圖如圖5所示。

圖5 基于虛擬磁鏈定向控制策略

首先采集逆變器直流側(cè)電壓和并網(wǎng)電流送入磁鏈觀測模型，由該模型估算出電網(wǎng)電壓磁鏈相角。將并網(wǎng)電流由三相靜止坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系后，送入電流內(nèi)環(huán)進行調(diào)節(jié)。需要注意的是，由于磁鏈滯后于電壓90°，所以在單位功率因素輸出模式下，d軸分量為無功分量，應(yīng)置0。電壓外環(huán)的作用控制輸出前級電路給出的功率，從而穩(wěn)定直流母線上的電壓，將電壓參考值與實際值的差值送入PI調(diào)節(jié)器得到q軸電流的參考值，然后送入電流內(nèi)環(huán)進行調(diào)節(jié)，電流調(diào)節(jié)器輸出id，iq的參考值，將此直流分量反變換到原三相靜止坐標(biāo)系下，得到調(diào)制參考信號。在工程上，多電平變換器開關(guān)信號調(diào)制技術(shù)一般應(yīng)用載波組調(diào)制獲得，本系統(tǒng)中，采用基于垂直移相載波調(diào)制技術(shù)進行調(diào)制后得到開關(guān)信號，同時將此開關(guān)信號送入磁鏈觀測模塊用于估算磁鏈。

3 系統(tǒng)仿真

根據(jù)前節(jié)所述光伏逆變器拓?fù)浼捌淇刂品椒ǎ贛ATLAB／Simulink仿真環(huán)境下搭建仿真平臺。如圖6所示，該光伏發(fā)電系統(tǒng)是一個典型的二級式并網(wǎng)系統(tǒng)，其前級Boost電路采用電導(dǎo)增量法控制實現(xiàn)最大功率跟蹤，后級逆變器實現(xiàn)逆變并穩(wěn)定直流母線電壓。整套系統(tǒng)采用并網(wǎng)模式，工作在單位功率因數(shù)輸出模式下，在光照強度為參考值1 000 W·m-2時，向外輸出最大功率為100 kW。直流母線電壓參考值設(shè)為750 V。控制系統(tǒng)采用基于虛擬磁鏈定向控制策略，調(diào)制方式為垂直移相雙載波調(diào)制。本地負(fù)載為一個30 kW的純電阻負(fù)載，仿真模擬并入當(dāng)?shù)?80 V低壓配電網(wǎng)。為更好地模擬系統(tǒng)暫態(tài)性能，當(dāng)仿真進行到0.6 s時，調(diào)節(jié)光照強度下降到600 W·m-2。

圖6 100 kW光伏仿真平臺

仿真波形如圖7所示。由圖7（a）中可知，在單位功率因數(shù)輸出模式下，電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流同頻同相，這時輸出功率的大小由并網(wǎng)電流幅值決定。在光照減弱時，可明顯看到并網(wǎng)電流幅值減小，這時并網(wǎng)功率隨之減小，但由于控制器的作用，其頻率和相位在一個周期內(nèi)便恢復(fù)到與電網(wǎng)電壓同步。圖7（b）顯示了逆變器直流側(cè)電壓，在光照強度減弱時，由于控制器調(diào)節(jié)時間影響，導(dǎo)致其電壓跌落，但隨著對外輸出功率不斷降低，直流母線電壓逐漸恢復(fù)到設(shè)定的參考值。圖7（c）所示的是逆變器出口線電壓波形。

圖7 逆變器波形

如圖8所示，由于加設(shè)了前級輔助電路，中性點電壓基本穩(wěn)定在Vdc／2，通過觀察可知，逆變器中性點電壓總是存在±1 V的波動。這是由于在輔助電路控制模塊中，為了防止輔助電路開關(guān)頻率過高造成開關(guān)損耗過大的問題，對中性點電位的波動設(shè)定了一定范圍的允許值。

圖8 NPC拓?fù)渲行渣c電壓

圖9為改進型光伏逆變器并網(wǎng)電流各次諧波含量，可見主要是存在較少的3次諧波和4次諧波，但總諧波畸變率為1.15%，完全滿足國家標(biāo)準(zhǔn)［10］對光伏發(fā)電裝置并網(wǎng)電流總諧波畸變率不高于5%的要求。

圖9 并網(wǎng)電流諧波分布

4 結(jié)語

通過仿真驗證可以得知，在傳統(tǒng)三電平NPC拓?fù)淝凹壴黾虞o助控制電路可有效地控制中性點電壓平衡，使得逆變器輸出電能質(zhì)量得到大大改善?；谔摂M磁鏈定向的逆變器控制策略，通過利用估算電網(wǎng)電壓磁鏈去代替對電網(wǎng)電壓采樣的方法省去了電網(wǎng)側(cè)電壓傳感器，從而有效地降低了設(shè)備成本。綜上所述，結(jié)合以上兩種方法對現(xiàn)有光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)進行改進是中低壓光伏逆變并網(wǎng)工程上比較可行的方案。