許敏, 張有林

(珠海格力電器股份有限公司，廣東 珠海 519070)

0 引 言

隨著國家對新能源的倡導以及政策傾斜。新能源的開發(fā)與應用得到廣泛關注，并在一系列工程項目及機電產(chǎn)品中具體實施。以空調(diào)為例，采用太陽能或太陽能、蓄電池及市電等混合供電的空調(diào)暖通系統(tǒng)已經(jīng)不是新鮮事物。新能源的研究利用與具體實施中一個共性的問題是新能源輸出功率形式與負載或者并網(wǎng)市電間的功率變換問題。而多能源的共同供電是其中一個重要研究領域。

目前，在太陽能功率變換裝置中，幾千瓦等級大都采用不隔離的功率變換方式。采用不隔離的太陽能功率變換器雖然成本、效率上有一定優(yōu)勢，但存在對地泄漏電流的問題。國內(nèi)外學者先后從不同角度提出了多種解決系統(tǒng)對地泄漏電流的功率變換拓撲與控制策略。文獻[1]提出了有源共模干擾抑制方案。通過電容等檢出共模信號，然后經(jīng)過射極跟隨與放大反向后再串入共?；芈芬缘窒材８蓴_。文獻[2]提出了三相四橋臂方案。該方案增加了輔助橋臂，調(diào)制上不能使用零矢量，該方案容易使線電壓畸變。此外還有H5、H6 、HERIC、REFU等拓撲。但這些方案大都增加了成本與系統(tǒng)復雜性。綜合對比，有些方案成本反而比隔離方案高。

另外，根據(jù)電池板的擺放位置以及電池板特性的差異通常把電池板分成幾組，從而形成電壓或容量等參數(shù)不同的幾組太陽能電源輸入。因此需要多輸入的直流變換器。目前在多輸入直流變換器上國內(nèi)外學者也有相關研究,并衍生出多種拓撲。文獻[3-4]將多個電源串聯(lián)功率管后并聯(lián)在一起。文獻[5]系統(tǒng)總結了多輸入直流變換器的拓撲基本單元、新拓撲產(chǎn)生原則。并歸納了一系列拓撲。

在研制太陽能空調(diào)的過程中，為了克服太陽能變換器對地泄漏電流問題，以及針對太陽能電池多組輸入的情況，提出并深入研究了一種雙輸入隔離型直流變換方案。此方案在采用一個磁芯的情況下，通過其上的耦合線圈在實現(xiàn)原邊與副邊隔離的同時更實現(xiàn)了輸入太陽能電池組之間的隔離。

1 工作原理

圖1為雙輸入隔離型直流變換器的原理圖。兩個輸入功率管采用分時導通的方式。為了抑制漏感產(chǎn)生的電壓應力。兩個輸入原邊都設置了吸收電路。由于系統(tǒng)母線電壓為380 V的高壓，輸出繞組采用橋式整流拓撲。

圖1 雙輸入直流變換器

圖中功率管MOS11導通時，電源S11的能量經(jīng)過原邊繞組NP1、磁芯、副邊繞組NS及整流二極管D31、D34、電感L31傳輸?shù)截撦d。另一電源輸入繞組NP2雖然有感應電壓，但只有吸收回路一個回路，基本不產(chǎn)生輸出功率。

功率管MOS11關斷時，磁芯中的勵磁能量、漏感中的能量以及副邊電感的續(xù)流等因素，續(xù)流二級管的導通過程等存在一個動態(tài)過程。隨著這個過程的結束，變換器進入副邊電感續(xù)流階段。此后另一路繞組電路的功率管MOS21導通，其過程與前述相同。

根據(jù)副邊電感電流的連續(xù)性，此變換器工作模式可分為電感電流不連續(xù)模式DCM,電感電流連續(xù)模式CCM以及臨界導通模式CRM。為了避免兩路輸入電源在變壓器磁場中的相互耦合及磁復位問題給變換器控制帶來的困難，方案中采用每個輸入電源分時工作，副邊電感電流不連續(xù)DCM的工作方式。即在功率管導通之前副邊電感續(xù)流電流已經(jīng)下降到零。

2 模態(tài)分析

此方案采用副邊電感電流不連續(xù)模式DCM。分析此模式時變換器的模態(tài),如圖2所示。圖2中有電流的環(huán)路用粗線條表示。分析前先進行一些必要的假設:兩路太陽能電池輸出時間常數(shù)很大，變化緩慢，可看成恒壓源VS11，VS21。副邊輸出電容很大，輸出電壓可看作恒壓源VO。以上前提下，根據(jù)兩路輸入電源中功率管的開關狀態(tài)可將電路分成八種工作模態(tài)。

圖2(a)為工作模態(tài)1，在此時間段功率管MOS11導通，原邊繞組NP1流過負載鏡像電流以及勵磁電流，電源VS11向負載輸出功率。副邊繞組NS電流經(jīng)過二極管D31、D34以及副邊電感L31給負載供電。在此過程中副邊電感電流線性上升。

此階段勵磁電流為：

(1)

上式中由于漏感Lrp1遠小于勵磁電感Lmp1，予以忽略。令勵磁電流初值為零。

副邊電感L31電流為：

(2)

原邊電流為：

(3)

式(2)、式(3)中N1=NP1/NS為原邊繞組N1與副邊繞組NS的匝比。副邊電感為L31。

圖2(b)為工作模態(tài)2， 此模態(tài)功率管MOS11關斷。是漏感能量泄放、副邊電感續(xù)流的暫態(tài)過程。

源于漏感的兩個電流回路為：原邊繞組Np1的漏感Lrp1能量吸收回路；副邊繞組NS的漏感Lrs1能量泄放回路。兩個回路的電流分別為：

圖2 工作模態(tài)

(4)

(5)

式(5)事實上是整流作用二極管與續(xù)流作用二級管的換相過程。Lrs1是對繞組NP1的漏感，r為副邊內(nèi)阻?？紤]勵磁電流相對較小，予以忽略，副邊電感峰值電流為N1IM1。

圖2(c)工作模態(tài)3，此過程為副邊電感的續(xù)流過程。續(xù)流回路為橋式整流的兩路回路并聯(lián)進行。續(xù)流電流為：

(6)

圖3(d)為工作模態(tài)4，此時間段是半個周期的終結。在此期間，兩路電源的功率管都截止，副邊電感能量泄放續(xù)流完成,副邊電感L31的電流為零，變換器處于初始狀態(tài)。

圖2(e)～圖2(h)是另外一路電源VS21的工作模態(tài)過程。此過程和VS11的供電過程完全一樣，不再累述。

3 穩(wěn)態(tài)分析

方案中采用每個輸入太陽能電源分時導通工作方式。且副邊電感電流均處于斷續(xù)導通模式DCM工作方式。

變換器工作于DCM模式時，原邊輸入電流由零上升到峰值，再從峰值下降到零。上升值與下降值相等，于是有：

(7)

式中:D11、D12分別為功率管MOS11導通及副邊電感續(xù)流占空比;TS為開關周期。簡化式(7)得到：

(8)

同理，在此周期中電源S22供電，功率管MOS21導通時有：

(9)

式中:D21、D22分別為功率管MOS21導通及副邊電感續(xù)流占空比，N2=NP2/NS為原邊繞組NP2與副邊繞組NS的匝比。

在一個周期中副邊電感電流是由兩路電源相繼輸入導致的兩個三角形，如圖3所示。電感的平均電流I31為：

(10)

由于電感平均電流即為負載電流VO/RL,則：

根據(jù)式(8)、式(9)及式(11)可得穩(wěn)態(tài)下輸出與兩路輸入電壓及其占空比的關系式：

(12)

由式(12)可看出，在電感電流不連續(xù)DCM模式下變換器輸出是與副邊負載、電感量及兩路原邊輸入電壓、占空比、原副邊匝比相關的非線性系統(tǒng)。當一路太陽能電池板不接，即輸入電壓為零時即為一個副邊為全橋整流的正激變換器。

4 仿真與實驗驗證

對此太陽能兩輸入隔離型變換器進行了仿真與實驗方面的驗證。系統(tǒng)輸入為兩路太陽能電池板，一路為8塊電池板串聯(lián)輸出電壓150 V左右，另一路為7塊電池板串聯(lián)130 V左右。輸出電壓380 V，輸出功率900 W左右。開關頻率50 kHz由TI公司TMS320F28069 DSP輸出。

圖3為副邊輸出電感電流波形，由圖可見電感電流處于不連續(xù)狀態(tài)。在一個周期中有兩個三角形的波形，一個電流峰值稍高，分別對應兩路輸入繞組電路的功率傳輸。圖4為兩輸入繞組電流波形，及相對應的副邊電感電流波形。圖5為整流橋輸出電壓波形及輸出負載電壓波形VO。其中整流橋輸出電壓在副邊電感續(xù)流階段降為零。

圖3 副邊電感電流

圖4 兩輸入回路、副邊電感電流波形

圖5 整流橋輸出電壓與輸出負載波形

由上述仿真波形可見:變換器工作于電感電流斷續(xù)模式DCM;兩路輸入電源實現(xiàn)了獨立的功率傳輸;且輸出負載電壓可以穩(wěn)定控制在380 V左右。此直流變換方案較好地實現(xiàn)了隔離、功率變換與傳輸功能。

5 結束語

針對混合供電太陽能空調(diào)中太陽能變換器，提出了一種雙輸入隔離型直流變換解決方案。此方案在采用一個高頻變壓器的情況下實現(xiàn)了太陽能電池板與空調(diào)系統(tǒng)及電網(wǎng)的隔離、兩組太陽能電池板之間的隔離。且兩組輸入實現(xiàn)了獨立的功率控制。通過仿真以及基于DSP的數(shù)字控制系統(tǒng)對提出方案進行了驗證，結果表明了該方案的正確性與可行性。