具有功率因數(shù)校正能力的驅(qū)動充電一體化拓?fù)溲芯?/h1>
2018-07-05 05:58:18閆肖梅郭興眾王保興
重慶理工大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)) 2018年6期
閆肖梅，郭興眾，王保興
(安徽工程大學(xué)， 安徽 蕪湖 241000)
1 背景
電動汽車充電系統(tǒng)包括地面充電系統(tǒng)(充電樁和大型充電站)和車載充電系統(tǒng)[3-4]。使用地面充電系統(tǒng)時，電動汽車充電地點會受到很大限制，即使國家投入巨大的資金配置大量地面充電裝置，還是無法滿足偏遠(yuǎn)地區(qū)對電動汽車的使用需求，這為電動汽車的普及帶來不利影響。車載型充電機是在電動汽車上帶有充電機，其與電網(wǎng)或家用電連接后可直接給鋰電池組充電。車載充電機用法雖然簡單方便，但存在成本高、體積大、功率因數(shù)低、對電網(wǎng)有諧波污染等不足，且電動汽車運行時充電裝置閑置，充電時驅(qū)動裝置閑置，導(dǎo)致兩套裝置的利用率都不高[11-12]，這也成為限制電動汽車未來發(fā)展的關(guān)鍵性因素。
隨著制約電動汽車發(fā)展因素的出現(xiàn)，在確保電動汽車鋰電池組充電性能良好的基礎(chǔ)上，國內(nèi)外研究人員提出了幾種不同類型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對其進(jìn)行了深入的研究。2002年，意大利羅馬大學(xué)機械與工業(yè)系的Solero提出了一種單相充電一體化系統(tǒng)。2005年，LACRESSONNIERE F和CASSORET B提出了一種工業(yè)卡車專用的具有隔離作用的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要包含同步感應(yīng)電機、三相H橋、電容和鋰電池組[5-6]。2010年，GIANMARIO P等[7]在已有的具有功率因數(shù)校正的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的原理上進(jìn)行創(chuàng)新，通過采用嵌入式永磁同步電機的繞組作為濾波電感，在直流輸出側(cè)接入雙向DC/DC(direct current/direct current)變換器，將直流側(cè)電壓轉(zhuǎn)換到需要的電壓等級，從而靈活地對鋰電池組進(jìn)行充電。2011年，SAEID H和SONJA L提出了一種特殊的嵌入式永磁同步電機(interior permanent magnet synchronous motor)，并在此技術(shù)的基礎(chǔ)上提出了整功率因數(shù)隔離型大功率三相雙向一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[8-10]。
本文采用的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括交流電機驅(qū)動模塊、永磁同步電機、DC/DC變換模塊、鋰電池組。在充電時，交流電機驅(qū)動器和永磁同步電機重構(gòu)成PFC變換器，其中永磁同步電機繞組被當(dāng)作濾波電感使用，外加額外的一些設(shè)備如單相整流橋、濾波器(electromagnetic interference(EMI) filter)、繼電器、電容，它們通過繼電器閉合后共同組成充電系統(tǒng)。系統(tǒng)采用功率控制方式，根據(jù)輸入功率設(shè)定值控制輸入功率跟隨輸入功率設(shè)定值，使功率因數(shù)達(dá)到1。與傳統(tǒng)方式相比，采用此種方式時在系統(tǒng)充電過程中電壓電流紋波較小。此外，應(yīng)用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一體化控制器不需要使用額外的車載充電器，同時使用電機繞組充當(dāng)濾波電感避免了外加電感的使用。采用一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的控制器比原控制器體積小、質(zhì)量比原控制器輕，節(jié)省了車內(nèi)空間和車身質(zhì)量，電動汽車的續(xù)航效果更好。本文以1個電機為例進(jìn)行研究，2個電機的情況與1個電機相同。
2 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
傳統(tǒng)的車載電池充電器與電機驅(qū)動器是兩個獨立裝置，如圖1所示。當(dāng)電動汽車正常行駛時，充電器閑置；當(dāng)電動汽車停車充電時，驅(qū)動器閑置，這使得兩套裝置的利用率都不高。
圖1 傳統(tǒng)的電動汽車牽引和充電框圖
為解決傳統(tǒng)電動汽車存在的問題，本文提出的驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括單相整流橋、濾波器(EMI filter)、繼電器、電容、永磁同步電機、電機驅(qū)動模塊、全橋DC/DC變換模塊、鋰電池組模塊，如圖2所示。一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)利用電動汽車停車時電機驅(qū)動模塊和電機閑置的特點，通過將電機驅(qū)動模塊和電機重構(gòu)成充電系統(tǒng)中的 PFC變換器實現(xiàn)電動汽車充電。全橋雙向DC/DC變換模塊用來調(diào)節(jié)直流母線電壓值，使其滿足鋰電池組充電所需的電壓。
圖2 充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
當(dāng)電動汽車正常行駛時，繼電器斷開，單相整流橋停止工作，驅(qū)動模式等效圖如圖3所示。當(dāng)電動汽車低速行駛時，全橋DC/DC模塊處于全通狀態(tài)，此時鋰電池組直接給三相變換模塊供電，三相變換模塊處于逆變狀態(tài)，驅(qū)動電機低速運行；當(dāng)電動汽車高速行駛時，全橋DC/DC模塊工作于斬波升壓方式，兩路斬波升壓以開關(guān)周期的1/2時延錯開控制，減小了系統(tǒng)電流紋波。當(dāng)需要電機回饋制動時，在低轉(zhuǎn)速情況下，全橋DC/DC模塊工作于全通狀態(tài)；在高轉(zhuǎn)速情況下，全橋DC/DC模塊工作于反向斬波降壓方式，兩路斬波降壓以開關(guān)周期的1/2時延錯開進(jìn)行降壓斬波工作,從而減小系統(tǒng)的紋波電流。當(dāng)電機需要自由滑行時，關(guān)閉全橋DC/DC模塊和三相變換模塊，實現(xiàn)無電流自由滑行。
刑法具有規(guī)范性和穩(wěn)定性，刑法立法也具有滯后性，這正是刑事立法政策發(fā)揮指導(dǎo)作用的價值空間。然而伴隨著網(wǎng)絡(luò)技術(shù)的迅猛發(fā)展和法治文明的進(jìn)步，刑事立法政策在蓬勃發(fā)展的同時，卻出現(xiàn)了兩種悖論:在自由主義刑法觀的提倡下，刑事立法政策“向客觀主義傾斜”的趨勢和民眾要求參與立法政策制定的呼聲日益高漲;刑事立法政策維護(hù)社會秩序、保障公民自由的目標(biāo)和民眾表達(dá)意愿的方式有限。民眾的聲音不僅僅涉及司法、執(zhí)法領(lǐng)域，而且將目光越來越多地延伸至立法領(lǐng)域。如何正視這一沖突，成為刑事政策學(xué)發(fā)展所面臨的新難題。要解決這一問題首先應(yīng)從刑事立法政策自身的價值出發(fā)，探究其民意考量的合理性和必要性。
圖3 驅(qū)動模式等效電路
電動汽車停車充電時，繼電器關(guān)閉，交流電先后經(jīng)過EMI濾波和單相整流橋整流成直流電。直流電經(jīng)過永磁同步電機中性點N進(jìn)入PFC變換模塊，如圖4所示。通過電機繞組的電流經(jīng)矢量控制將繞組中的漏感和勵磁電感中的電流調(diào)節(jié)到0，使得三相電流達(dá)到均流狀態(tài)，電機三相電流相互抵消，電機不會轉(zhuǎn)動；再通過合適的控制策略控制PFC變換模塊將直流源調(diào)節(jié)成恒定的直流電；最后通過全橋DC/DC變換模塊靈活地調(diào)節(jié)直流母線電壓，獲得鋰電池組充電各個階段需要的電壓。
圖4 充電模式等效電路
3 充電狀態(tài)各工作模態(tài)
如圖4所示，充電時交流源先經(jīng)過單相整流橋、濾波器(EMI filter)整流成直流源，并向電容C充電，電容C起到濾波、穩(wěn)壓的效果；然后通過PFC變換模塊和適當(dāng)?shù)目刂撇呗詫⒅绷髟凑{(diào)節(jié)成恒定的直流電；再通過全橋DC/DC變換模塊將直流母線電壓調(diào)節(jié)成鋰電池組充電各階段需要的電壓值，其中PFC變換模塊如圖5所示。
圖5 PFC變換模塊
在充電過程中，PFC變換器不使用上橋臂，下橋臂以開關(guān)周期的1/3時延錯開進(jìn)行控制，母線電流為流經(jīng)電機三相繞組的電流疊加。圖6為PFC變換器下橋臂開關(guān)管在3種導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)下各相電感電流的變化情況,其中ia、ib、ic分別為流經(jīng)永磁同步電機繞組a相、b相、c相的電流值。
圖6 三相電感電流變化
設(shè)電機三相繞組電流分別為ia、ib、ic，三相繞組上電壓分別為ua、ub、uc。假設(shè)電機繞組自感值為L，互感值為M，電機具有對稱的繞組和磁路，忽略鐵芯飽和，在渦流耗損、磁滯耗損不計的情況下，永磁同步電機各相繞組的電壓方程如式(1)所示。
(1)
3.1 模態(tài)1
如圖6所示，在模態(tài)1中，三相變換器與a相相連的下橋臂開關(guān)管S1導(dǎo)通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感La的端電壓為Vn，Lb、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)解方程組可得：
(2)
3.2 模態(tài)2
在該模態(tài)中，三相變換器與b相相連的下橋臂開關(guān)管S2開通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感Lb的端電壓為Vn，La、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程組可得：
(3)
3.3 模態(tài)3
在該模態(tài)中，三相變換器與c相相連的下橋臂開關(guān)管S3導(dǎo)通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感Lc的端電壓為Vn，Lb、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程組可得：
(4)
綜合以上分析可知：當(dāng)S1、S2、S3處于開通狀態(tài)時，與其相連的電機繞組電感值都是相等的。由于永磁同步電機具有各向異性，電機每一相繞組的電感值與電機轉(zhuǎn)子的位置角是有關(guān)系的。圖7所示是參考軸的定義。圖8是IPM電機電感值與轉(zhuǎn)子位置角的關(guān)系，其中Lma、Lmb、Lmc分別為永磁同步電機繞a相、b相、c相電感值，Lmbc、Lmca、Lmab分別為b相與c相、c相與a相、a相與b相電感值的差值。當(dāng)電機某一相與d軸重合時電機繞組的電感值最小，此時電流紋波最大；當(dāng)電機某一相與q軸重合時電機繞組的電感值最大，此時電流紋波最小。在充電過程中，當(dāng)PFC變換器與a相相連的下橋臂開關(guān)管S1開通時，電機的a相與q軸重合，b相、c相與a相的情況相同。通過這種方式可以實現(xiàn)充電過程中電流紋波最小的目的。
圖7 參考軸的定義
圖8 不同轉(zhuǎn)子位置角下永磁同步電機電感
4 控制策略
電動汽車工作于驅(qū)動模式時，采用矢量控制策略實現(xiàn)電機的高效運行。
在充電過程中，電池作為充電過程的負(fù)載，通過對其充電過程中電壓電流特性曲線的分析可以得到功率特性曲線。通過功率特性曲線對PFC 變換器采用功率控制，避免了使用傳統(tǒng)的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的雙閉環(huán)控制方式。對PFC 變換器采用功率控制不僅簡化了控制電路的復(fù)雜程度，而且解決了電壓外環(huán)寬帶低對控制系統(tǒng)動態(tài)性能的影響。
在 PFC 變換器中，假設(shè)電路達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時輸入功率因數(shù)為1，即變換器輸入電壓和輸入電流表達(dá)式為：
vin=Vinsinwt
(5)
iin=Iinsinwt
(6)
式中：vin為輸入瞬時電壓；iin為輸入瞬時電流；Vin為輸入電壓幅值；Iin為輸入電流幅值；w為電網(wǎng)的角頻率。
變換器輸入功率表達(dá)式為
Pin=viniin=VinIinsin2wt
(7)
式中Pin為輸入瞬時功率。從而推導(dǎo)出變換器輸入功率的表達(dá)式為
(8)
由此可以看出：在PFC變換器滿足單位功率因數(shù)時，變換器輸入功率由直流分量和二倍頻脈動分量組成。根據(jù)瞬時輸入、輸出功率的平衡關(guān)系，假設(shè)輸入功率的二倍頻脈動分量由輸出電容完全吸收，直流分量全部輸出為輸出功率Po，則Po可以表示為
(9)
輸入功率的瞬時值表示為
(10)
若將輸入功率的參考值yd表示為
(11)
根據(jù)車載充電機 PFC變換器瞬時輸出功率的要求，按照式(11)表示的輸入功率參考值，控制輸入功率跟蹤輸入功率參考值即可使功率因數(shù)達(dá)到1。
5 實驗結(jié)果
對驅(qū)動充電一體化系統(tǒng)和控制策略進(jìn)行Simulink仿真。在充電過程中，電機驅(qū)動系統(tǒng)和交流電機重構(gòu)成PFC變換器，減少了電網(wǎng)諧波電流的注入，提高了變換器的利用率和效率。如圖9所示，紅色代表電網(wǎng)側(cè)電流波形，黑色代表電網(wǎng)側(cè)電壓波形，輸入的電壓和電流具有相同的相位，滿足了功率因數(shù)為1的要求，滿足了國家及國際組織制定的諧波標(biāo)準(zhǔn)。
圖9 交流電壓電流輸入波形(實現(xiàn)了功率因數(shù)校正功能)
圖10、11分別為傳統(tǒng)的鋰電池組充電和本文的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)鋰電池組充電電壓、電流對比圖。從圖10(a)可以看出，傳統(tǒng)充電方式中鋰電池組充電電壓波動較大，對鋰電池組的額定使用壽命有較大影響；從圖10(b)可以看出，采用一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及相應(yīng)的控制策略時鋰電池組的充電電壓波動較小，較穩(wěn)定，在充電的過程中對鋰電池組的傷害較小，電動汽車使用時間更長。圖11(a)代表傳統(tǒng)方式下鋰電池組充電電流，圖11(b)代表本文的一體化拓?fù)浞绞较落囯姵亟M充電電流，可以看出，(b)圖的紋波明顯小于(a)圖，充電效率明顯提高。充電效率對比見圖12，其中曲線1為本文的一體化裝置充電效率，曲線2為傳統(tǒng)方式充電效率。以上對比表明，在本文的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，鋰電池組的充電電壓、電流更加穩(wěn)定，充電效率更高。
圖10 充電電壓對比
圖11 充電電流對比
圖12 充電效率
6 結(jié)束語
本文提出了一種電動汽車驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并進(jìn)行了詳細(xì)的分析。電機驅(qū)動時，驅(qū)動系統(tǒng)正常運行；充電時，將電機驅(qū)動模塊和電機重構(gòu)成鋰電池組充電系統(tǒng)的PFC變換器，其中交流電機繞組充當(dāng)濾波電感。本文重點分析了重構(gòu)的PFC變換器部分，并建立了電機繞組充當(dāng)濾波電感的數(shù)學(xué)模型。采用功率控制方式，使輸入功率跟隨輸入功率參考值，從理論上證明了功率因數(shù)能達(dá)到1，同時通過仿真實驗驗證了理論是成立的。電動汽車驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能降低電網(wǎng)諧波污染，也能提高鋰電池組的充電效率。綜上所述，本文中設(shè)計的驅(qū)動充電一體化結(jié)構(gòu)具有一定的應(yīng)用前景。
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閆肖梅，郭興眾，王保興
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1 背景
電動汽車充電系統(tǒng)包括地面充電系統(tǒng)(充電樁和大型充電站)和車載充電系統(tǒng)[3-4]。使用地面充電系統(tǒng)時，電動汽車充電地點會受到很大限制，即使國家投入巨大的資金配置大量地面充電裝置，還是無法滿足偏遠(yuǎn)地區(qū)對電動汽車的使用需求，這為電動汽車的普及帶來不利影響。車載型充電機是在電動汽車上帶有充電機，其與電網(wǎng)或家用電連接后可直接給鋰電池組充電。車載充電機用法雖然簡單方便，但存在成本高、體積大、功率因數(shù)低、對電網(wǎng)有諧波污染等不足，且電動汽車運行時充電裝置閑置，充電時驅(qū)動裝置閑置，導(dǎo)致兩套裝置的利用率都不高[11-12]，這也成為限制電動汽車未來發(fā)展的關(guān)鍵性因素。
隨著制約電動汽車發(fā)展因素的出現(xiàn)，在確保電動汽車鋰電池組充電性能良好的基礎(chǔ)上，國內(nèi)外研究人員提出了幾種不同類型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對其進(jìn)行了深入的研究。2002年，意大利羅馬大學(xué)機械與工業(yè)系的Solero提出了一種單相充電一體化系統(tǒng)。2005年，LACRESSONNIERE F和CASSORET B提出了一種工業(yè)卡車專用的具有隔離作用的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要包含同步感應(yīng)電機、三相H橋、電容和鋰電池組[5-6]。2010年，GIANMARIO P等[7]在已有的具有功率因數(shù)校正的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的原理上進(jìn)行創(chuàng)新，通過采用嵌入式永磁同步電機的繞組作為濾波電感，在直流輸出側(cè)接入雙向DC/DC(direct current/direct current)變換器，將直流側(cè)電壓轉(zhuǎn)換到需要的電壓等級，從而靈活地對鋰電池組進(jìn)行充電。2011年，SAEID H和SONJA L提出了一種特殊的嵌入式永磁同步電機(interior permanent magnet synchronous motor)，并在此技術(shù)的基礎(chǔ)上提出了整功率因數(shù)隔離型大功率三相雙向一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[8-10]。
本文采用的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括交流電機驅(qū)動模塊、永磁同步電機、DC/DC變換模塊、鋰電池組。在充電時，交流電機驅(qū)動器和永磁同步電機重構(gòu)成PFC變換器，其中永磁同步電機繞組被當(dāng)作濾波電感使用，外加額外的一些設(shè)備如單相整流橋、濾波器(electromagnetic interference(EMI) filter)、繼電器、電容，它們通過繼電器閉合后共同組成充電系統(tǒng)。系統(tǒng)采用功率控制方式，根據(jù)輸入功率設(shè)定值控制輸入功率跟隨輸入功率設(shè)定值，使功率因數(shù)達(dá)到1。與傳統(tǒng)方式相比，采用此種方式時在系統(tǒng)充電過程中電壓電流紋波較小。此外，應(yīng)用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一體化控制器不需要使用額外的車載充電器，同時使用電機繞組充當(dāng)濾波電感避免了外加電感的使用。采用一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的控制器比原控制器體積小、質(zhì)量比原控制器輕，節(jié)省了車內(nèi)空間和車身質(zhì)量，電動汽車的續(xù)航效果更好。本文以1個電機為例進(jìn)行研究，2個電機的情況與1個電機相同。
2 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
傳統(tǒng)的車載電池充電器與電機驅(qū)動器是兩個獨立裝置，如圖1所示。當(dāng)電動汽車正常行駛時，充電器閑置；當(dāng)電動汽車停車充電時，驅(qū)動器閑置，這使得兩套裝置的利用率都不高。
圖1 傳統(tǒng)的電動汽車牽引和充電框圖
為解決傳統(tǒng)電動汽車存在的問題，本文提出的驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括單相整流橋、濾波器(EMI filter)、繼電器、電容、永磁同步電機、電機驅(qū)動模塊、全橋DC/DC變換模塊、鋰電池組模塊，如圖2所示。一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)利用電動汽車停車時電機驅(qū)動模塊和電機閑置的特點，通過將電機驅(qū)動模塊和電機重構(gòu)成充電系統(tǒng)中的 PFC變換器實現(xiàn)電動汽車充電。全橋雙向DC/DC變換模塊用來調(diào)節(jié)直流母線電壓值，使其滿足鋰電池組充電所需的電壓。
圖2 充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
當(dāng)電動汽車正常行駛時，繼電器斷開，單相整流橋停止工作，驅(qū)動模式等效圖如圖3所示。當(dāng)電動汽車低速行駛時，全橋DC/DC模塊處于全通狀態(tài)，此時鋰電池組直接給三相變換模塊供電，三相變換模塊處于逆變狀態(tài)，驅(qū)動電機低速運行；當(dāng)電動汽車高速行駛時，全橋DC/DC模塊工作于斬波升壓方式，兩路斬波升壓以開關(guān)周期的1/2時延錯開控制，減小了系統(tǒng)電流紋波。當(dāng)需要電機回饋制動時，在低轉(zhuǎn)速情況下，全橋DC/DC模塊工作于全通狀態(tài)；在高轉(zhuǎn)速情況下，全橋DC/DC模塊工作于反向斬波降壓方式，兩路斬波降壓以開關(guān)周期的1/2時延錯開進(jìn)行降壓斬波工作,從而減小系統(tǒng)的紋波電流。當(dāng)電機需要自由滑行時，關(guān)閉全橋DC/DC模塊和三相變換模塊，實現(xiàn)無電流自由滑行。
刑法具有規(guī)范性和穩(wěn)定性，刑法立法也具有滯后性，這正是刑事立法政策發(fā)揮指導(dǎo)作用的價值空間。然而伴隨著網(wǎng)絡(luò)技術(shù)的迅猛發(fā)展和法治文明的進(jìn)步，刑事立法政策在蓬勃發(fā)展的同時，卻出現(xiàn)了兩種悖論:在自由主義刑法觀的提倡下，刑事立法政策“向客觀主義傾斜”的趨勢和民眾要求參與立法政策制定的呼聲日益高漲;刑事立法政策維護(hù)社會秩序、保障公民自由的目標(biāo)和民眾表達(dá)意愿的方式有限。民眾的聲音不僅僅涉及司法、執(zhí)法領(lǐng)域，而且將目光越來越多地延伸至立法領(lǐng)域。如何正視這一沖突，成為刑事政策學(xué)發(fā)展所面臨的新難題。要解決這一問題首先應(yīng)從刑事立法政策自身的價值出發(fā)，探究其民意考量的合理性和必要性。
圖3 驅(qū)動模式等效電路
電動汽車停車充電時，繼電器關(guān)閉，交流電先后經(jīng)過EMI濾波和單相整流橋整流成直流電。直流電經(jīng)過永磁同步電機中性點N進(jìn)入PFC變換模塊，如圖4所示。通過電機繞組的電流經(jīng)矢量控制將繞組中的漏感和勵磁電感中的電流調(diào)節(jié)到0，使得三相電流達(dá)到均流狀態(tài)，電機三相電流相互抵消，電機不會轉(zhuǎn)動；再通過合適的控制策略控制PFC變換模塊將直流源調(diào)節(jié)成恒定的直流電；最后通過全橋DC/DC變換模塊靈活地調(diào)節(jié)直流母線電壓，獲得鋰電池組充電各個階段需要的電壓。
圖4 充電模式等效電路
3 充電狀態(tài)各工作模態(tài)
如圖4所示，充電時交流源先經(jīng)過單相整流橋、濾波器(EMI filter)整流成直流源，并向電容C充電，電容C起到濾波、穩(wěn)壓的效果；然后通過PFC變換模塊和適當(dāng)?shù)目刂撇呗詫⒅绷髟凑{(diào)節(jié)成恒定的直流電；再通過全橋DC/DC變換模塊將直流母線電壓調(diào)節(jié)成鋰電池組充電各階段需要的電壓值，其中PFC變換模塊如圖5所示。
圖5 PFC變換模塊
在充電過程中，PFC變換器不使用上橋臂，下橋臂以開關(guān)周期的1/3時延錯開進(jìn)行控制，母線電流為流經(jīng)電機三相繞組的電流疊加。圖6為PFC變換器下橋臂開關(guān)管在3種導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)下各相電感電流的變化情況,其中ia、ib、ic分別為流經(jīng)永磁同步電機繞組a相、b相、c相的電流值。
圖6 三相電感電流變化
設(shè)電機三相繞組電流分別為ia、ib、ic，三相繞組上電壓分別為ua、ub、uc。假設(shè)電機繞組自感值為L，互感值為M，電機具有對稱的繞組和磁路，忽略鐵芯飽和，在渦流耗損、磁滯耗損不計的情況下，永磁同步電機各相繞組的電壓方程如式(1)所示。
(1)
3.1 模態(tài)1
如圖6所示，在模態(tài)1中，三相變換器與a相相連的下橋臂開關(guān)管S1導(dǎo)通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感La的端電壓為Vn，Lb、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)解方程組可得：
(2)
3.2 模態(tài)2
在該模態(tài)中，三相變換器與b相相連的下橋臂開關(guān)管S2開通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感Lb的端電壓為Vn，La、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程組可得：
(3)
3.3 模態(tài)3
在該模態(tài)中，三相變換器與c相相連的下橋臂開關(guān)管S3導(dǎo)通，電源給電感充電，電感上的電流線性增加，電感Lc的端電壓為Vn，Lb、Lc的端電壓均為Vn-Vc，將La、Lb、Lc的端電壓值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程組可得：
(4)
綜合以上分析可知：當(dāng)S1、S2、S3處于開通狀態(tài)時，與其相連的電機繞組電感值都是相等的。由于永磁同步電機具有各向異性，電機每一相繞組的電感值與電機轉(zhuǎn)子的位置角是有關(guān)系的。圖7所示是參考軸的定義。圖8是IPM電機電感值與轉(zhuǎn)子位置角的關(guān)系，其中Lma、Lmb、Lmc分別為永磁同步電機繞a相、b相、c相電感值，Lmbc、Lmca、Lmab分別為b相與c相、c相與a相、a相與b相電感值的差值。當(dāng)電機某一相與d軸重合時電機繞組的電感值最小，此時電流紋波最大；當(dāng)電機某一相與q軸重合時電機繞組的電感值最大，此時電流紋波最小。在充電過程中，當(dāng)PFC變換器與a相相連的下橋臂開關(guān)管S1開通時，電機的a相與q軸重合，b相、c相與a相的情況相同。通過這種方式可以實現(xiàn)充電過程中電流紋波最小的目的。
圖7 參考軸的定義
圖8 不同轉(zhuǎn)子位置角下永磁同步電機電感
4 控制策略
電動汽車工作于驅(qū)動模式時，采用矢量控制策略實現(xiàn)電機的高效運行。
在充電過程中，電池作為充電過程的負(fù)載，通過對其充電過程中電壓電流特性曲線的分析可以得到功率特性曲線。通過功率特性曲線對PFC 變換器采用功率控制，避免了使用傳統(tǒng)的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的雙閉環(huán)控制方式。對PFC 變換器采用功率控制不僅簡化了控制電路的復(fù)雜程度，而且解決了電壓外環(huán)寬帶低對控制系統(tǒng)動態(tài)性能的影響。
在 PFC 變換器中，假設(shè)電路達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時輸入功率因數(shù)為1，即變換器輸入電壓和輸入電流表達(dá)式為：
vin=Vinsinwt
(5)
iin=Iinsinwt
(6)
式中：vin為輸入瞬時電壓；iin為輸入瞬時電流；Vin為輸入電壓幅值；Iin為輸入電流幅值；w為電網(wǎng)的角頻率。
變換器輸入功率表達(dá)式為
Pin=viniin=VinIinsin2wt
(7)
式中Pin為輸入瞬時功率。從而推導(dǎo)出變換器輸入功率的表達(dá)式為
(8)
由此可以看出：在PFC變換器滿足單位功率因數(shù)時，變換器輸入功率由直流分量和二倍頻脈動分量組成。根據(jù)瞬時輸入、輸出功率的平衡關(guān)系，假設(shè)輸入功率的二倍頻脈動分量由輸出電容完全吸收，直流分量全部輸出為輸出功率Po，則Po可以表示為
(9)
輸入功率的瞬時值表示為
(10)
若將輸入功率的參考值yd表示為
(11)
根據(jù)車載充電機 PFC變換器瞬時輸出功率的要求，按照式(11)表示的輸入功率參考值，控制輸入功率跟蹤輸入功率參考值即可使功率因數(shù)達(dá)到1。
5 實驗結(jié)果
對驅(qū)動充電一體化系統(tǒng)和控制策略進(jìn)行Simulink仿真。在充電過程中，電機驅(qū)動系統(tǒng)和交流電機重構(gòu)成PFC變換器，減少了電網(wǎng)諧波電流的注入，提高了變換器的利用率和效率。如圖9所示，紅色代表電網(wǎng)側(cè)電流波形，黑色代表電網(wǎng)側(cè)電壓波形，輸入的電壓和電流具有相同的相位，滿足了功率因數(shù)為1的要求，滿足了國家及國際組織制定的諧波標(biāo)準(zhǔn)。
圖9 交流電壓電流輸入波形(實現(xiàn)了功率因數(shù)校正功能)
圖10、11分別為傳統(tǒng)的鋰電池組充電和本文的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)鋰電池組充電電壓、電流對比圖。從圖10(a)可以看出，傳統(tǒng)充電方式中鋰電池組充電電壓波動較大，對鋰電池組的額定使用壽命有較大影響；從圖10(b)可以看出，采用一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及相應(yīng)的控制策略時鋰電池組的充電電壓波動較小，較穩(wěn)定，在充電的過程中對鋰電池組的傷害較小，電動汽車使用時間更長。圖11(a)代表傳統(tǒng)方式下鋰電池組充電電流，圖11(b)代表本文的一體化拓?fù)浞绞较落囯姵亟M充電電流，可以看出，(b)圖的紋波明顯小于(a)圖，充電效率明顯提高。充電效率對比見圖12，其中曲線1為本文的一體化裝置充電效率，曲線2為傳統(tǒng)方式充電效率。以上對比表明，在本文的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，鋰電池組的充電電壓、電流更加穩(wěn)定，充電效率更高。
圖10 充電電壓對比
圖11 充電電流對比
圖12 充電效率
6 結(jié)束語
本文提出了一種電動汽車驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并進(jìn)行了詳細(xì)的分析。電機驅(qū)動時，驅(qū)動系統(tǒng)正常運行；充電時，將電機驅(qū)動模塊和電機重構(gòu)成鋰電池組充電系統(tǒng)的PFC變換器，其中交流電機繞組充當(dāng)濾波電感。本文重點分析了重構(gòu)的PFC變換器部分，并建立了電機繞組充當(dāng)濾波電感的數(shù)學(xué)模型。采用功率控制方式，使輸入功率跟隨輸入功率參考值，從理論上證明了功率因數(shù)能達(dá)到1，同時通過仿真實驗驗證了理論是成立的。電動汽車驅(qū)動充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能降低電網(wǎng)諧波污染，也能提高鋰電池組的充電效率。綜上所述，本文中設(shè)計的驅(qū)動充電一體化結(jié)構(gòu)具有一定的應(yīng)用前景。
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