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(西北工業(yè)大學(xué) 電子信息學(xué)院,西安 710129)
隨著近年來(lái)自然災(zāi)害的頻發(fā),地面蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)對(duì)邊遠(yuǎn)區(qū)域以及應(yīng)急、災(zāi)害情況下的用戶覆蓋范圍存在不足,而衛(wèi)星移動(dòng)通信具有通信距離遠(yuǎn)、覆蓋區(qū)域廣、抗毀性強(qiáng)、傳輸容量大以及組網(wǎng)方式靈活等優(yōu)勢(shì);衛(wèi)星移動(dòng)通信能彌補(bǔ)地面移動(dòng)通信的不足,我國(guó)現(xiàn)階段正在進(jìn)行擁有自主專利的天通一號(hào)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)建設(shè),研究衛(wèi)星移動(dòng)通信信號(hào)處理關(guān)鍵技術(shù)對(duì)促進(jìn)我國(guó)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)建設(shè)有著積極作用。
衛(wèi)星移動(dòng)通信終端發(fā)起和接收呼叫,發(fā)送并接收業(yè)務(wù)數(shù)據(jù),是通信的信源和信宿,其對(duì)數(shù)據(jù)的信號(hào)處理能力是影響終端性能的關(guān)鍵之一。衛(wèi)星通信終端側(cè)的信號(hào)處理技術(shù),主要解決衛(wèi)星弱信號(hào)檢測(cè)、同步、跟蹤、調(diào)制解調(diào)、信道編解碼以及交織和去交織等問(wèn)題,其突發(fā)信號(hào)解調(diào)正確的關(guān)鍵技術(shù)主要集中在突發(fā)信號(hào)同步技術(shù)上[1]。
基帶信號(hào)的同步過(guò)程通常分成三部分:接收設(shè)備最初處于信號(hào)檢測(cè)狀態(tài),通過(guò)合適檢測(cè)算法,檢測(cè)是否有信號(hào)到達(dá);當(dāng)檢測(cè)到信號(hào)后立即啟動(dòng)參數(shù)估計(jì)程序進(jìn)行頻偏、相位、時(shí)鐘誤差等參數(shù)的估計(jì);最后根據(jù)得到的參數(shù)后進(jìn)行同步校正,并對(duì)相應(yīng)的參數(shù)繼續(xù)跟蹤處理以提高性能。本文針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短、獨(dú)特碼少的特點(diǎn),提出一種改進(jìn)的相位同步算法及一種頻偏估計(jì)方法。
雖然衛(wèi)星移動(dòng)通信接收終端會(huì)對(duì)接收信號(hào)做頻偏估計(jì)及補(bǔ)償,但終究頻偏估計(jì)的精度是有限的,補(bǔ)償后的信號(hào)或多或少還是存在著殘留頻偏,這時(shí)就需要使用相位估計(jì)與補(bǔ)償來(lái)最大程度的減少殘留頻偏的影響。
現(xiàn)階段,常用的相位估計(jì)算法是線性相位內(nèi)插算法,也即FFML方法[2]。此方法利用幀結(jié)構(gòu)中已知的導(dǎo)頻信息進(jìn)行去調(diào)制處理,而后估計(jì)出各段導(dǎo)頻的相位,利用各段導(dǎo)頻相位之間的線性關(guān)系對(duì)導(dǎo)頻段之間的數(shù)據(jù)進(jìn)行線性插值補(bǔ)償處理,因而,此方法對(duì)導(dǎo)頻段相位估計(jì)的精度要求比較高。
經(jīng)過(guò)大量仿真可知,一般導(dǎo)頻段的數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)要求在8個(gè)符號(hào)以上,這段導(dǎo)頻的相位估計(jì)精度才可以達(dá)到FFML算法的性能要求。但是在衛(wèi)星移動(dòng)通信部分物理信道幀結(jié)構(gòu)中導(dǎo)頻段符號(hào)個(gè)數(shù)均小于8個(gè)符號(hào)時(shí),導(dǎo)頻段的估計(jì)精度難以達(dá)到FFML算法要求。例如物理信道DC10,其突發(fā)幀結(jié)構(gòu)見(jiàn)表1。
表1 DC10信道突發(fā)定義
從表1可以看出,導(dǎo)頻段的數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)均為7個(gè)符號(hào),這時(shí),幀結(jié)構(gòu)就對(duì)相位估計(jì)FFML算法造成了一定的性能影響。
由于衛(wèi)星移動(dòng)通信中部分突發(fā)結(jié)構(gòu)中多個(gè)導(dǎo)頻段的導(dǎo)頻符號(hào)個(gè)數(shù)總和不是很多,因而使用導(dǎo)頻段數(shù)據(jù)做有數(shù)據(jù)輔助的頻偏估計(jì),性能會(huì)大大折扣,估計(jì)精度不滿足系統(tǒng)要求。例如DC10信道,其所有導(dǎo)頻段符號(hào)的個(gè)數(shù)總和為21個(gè)符號(hào),而導(dǎo)頻段符號(hào)個(gè)數(shù)在96個(gè)以上,使用二次插值的FFT頻域頻偏估計(jì)算法才能達(dá)到頻偏估計(jì)精度要求[3],因而利用突發(fā)幀結(jié)構(gòu)中的已知導(dǎo)頻段進(jìn)行頻偏估計(jì),會(huì)使估計(jì)性能急劇惡化,以至于頻偏估計(jì)的精度很難達(dá)到后續(xù)處理的要求精度,因而需要更多的已知數(shù)據(jù)去做頻偏估計(jì)。由于幀結(jié)構(gòu)中已知的各段導(dǎo)頻個(gè)數(shù)以及所有導(dǎo)頻個(gè)數(shù)總和偏少,導(dǎo)致頻率估計(jì)性能受到影響,所以需要找到一種在較少的導(dǎo)頻段數(shù)據(jù)情況下頻偏估計(jì)精度達(dá)到系統(tǒng)要求的方法。
2.1.1 線性相位內(nèi)插算法
線性相位內(nèi)插(FFML)算法的實(shí)現(xiàn)如圖1所示。
圖1 相位恢復(fù)模塊實(shí)現(xiàn)框圖
算法具體內(nèi)容如下:
1)對(duì)幀結(jié)構(gòu)中內(nèi)插的各段獨(dú)特碼字進(jìn)行最大似然相位估計(jì),估計(jì)結(jié)果為θ(i),i=1,2,…,P,其中P是獨(dú)特碼字段的個(gè)數(shù)。
2)計(jì)算各個(gè)碼字段相位估計(jì)值θ(i)的之間的相位差Δθ(i)=θ(i)-θ(i-1),i=2,3,…,P,對(duì)Δθ(i)做SAW函數(shù)處理,SAW函數(shù)的表達(dá)式為:
(1)
SAW函數(shù)的函數(shù)圖形如圖2所示。
圖2 SAW函數(shù)圖
3)根據(jù)θ(i)及經(jīng)過(guò)SAW函數(shù)的Δθ(i)值,對(duì)數(shù)據(jù)段內(nèi)的數(shù)據(jù)相位進(jìn)行線性均勻內(nèi)插處理以彌補(bǔ)殘留頻偏帶來(lái)的相位誤差,相對(duì)應(yīng)的線性內(nèi)插公式為:
(2)
其中:L表示兩導(dǎo)頻之間的間隔(導(dǎo)頻+數(shù)據(jù)段),θ(i)為第i個(gè)導(dǎo)頻的頻偏估計(jì),θ(k)為兩導(dǎo)頻間第k個(gè)符號(hào)的相位補(bǔ)償[4]。
以上就是傳統(tǒng)的基于最大似然準(zhǔn)則的線性內(nèi)插算法,但是這個(gè)算法對(duì)每段獨(dú)特碼字的個(gè)數(shù)有最低要求。根據(jù)仿真測(cè)試,在每段獨(dú)特碼字符號(hào)個(gè)數(shù)不小于8個(gè)符號(hào)的情況下,傳統(tǒng)算法可以保持很好的相位同步性能,但是在每段碼字符號(hào)個(gè)數(shù)小于8個(gè)符號(hào)的情況下,算法性能會(huì)急劇惡化。對(duì)于衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中,有很多信道的獨(dú)特碼字段符號(hào)個(gè)數(shù)都小于8,因此為了使衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)正常工作,必須對(duì)傳統(tǒng)算法做改進(jìn)。
在突發(fā)通信中,頻率同步算法根據(jù)參數(shù)修正方式,主要分為開(kāi)環(huán)前饋法和閉環(huán)反饋法;按照輔助手段分為數(shù)據(jù)輔助、非數(shù)據(jù)輔助和編碼輔助3種方式[5];針對(duì)不同的調(diào)制方式,常采用不同的頻率同步方法。QAM調(diào)制常采用非數(shù)據(jù)輔助方式下的閉環(huán)算法,MSK調(diào)制常采用非數(shù)據(jù)輔助方式下的開(kāi)環(huán)算法,而QPSK調(diào)制多采用數(shù)據(jù)輔助方式下的開(kāi)環(huán)算法。常用的有數(shù)據(jù)輔助的頻偏估計(jì)算法有Kay算法、Fitz算法、L&R算法、M&M算法及二次插值FFT頻域頻偏估計(jì)算法等[5];其中Kay算法估計(jì)范圍與導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)無(wú)關(guān),估計(jì)精度隨導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)增大而增大,但對(duì)信噪比要求很高;Fitz算法和L&R算法估計(jì)范圍較小,且估計(jì)范圍與估計(jì)精度互相制約;M&M算法估計(jì)范圍與導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)無(wú)關(guān),估計(jì)精度隨導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)增大而增大,但估計(jì)范圍有限;FFT算法估計(jì)范圍很大,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn),估計(jì)精度受導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)限制;
以上所有的算法估計(jì)精度都受到導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)的影響,針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信中的部分突發(fā)結(jié)構(gòu),已知的導(dǎo)頻段個(gè)數(shù)總和太少,以至于頻偏估計(jì)的精度很難達(dá)到后續(xù)處理的要求精度,因而我們需要更多的已知數(shù)據(jù)去做頻偏估計(jì)。
2.2.1 二次插值FFT頻偏估計(jì)算法
FFT即快速傅立葉變換,其實(shí)質(zhì)是DFT(Discrete Fourier Transform)的一種快速算法。原始的FFT估計(jì)算法是頻域中的一種估計(jì)算法,主要方法是搜索周期圖的峰值,峰值的位置即對(duì)應(yīng)于載波頻偏[6]。FFT算法是頻域中一種估計(jì)范圍大的估計(jì)算法,可以達(dá)到±50%的符號(hào)速率,而且能在很低的信噪比下工作。此外由于可以使用FFT變換,實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單,在實(shí)際系統(tǒng)中得到了普遍應(yīng)用。DFT頻域估計(jì)算法,可以表示如式(3)所示,式(4)和式(5)分別為頻率和相位估計(jì)公式:
(3)
(4)
(5)
圖3 DFT頻域估計(jì)算法
(6)
(7)
圖4 二次插值頻域估計(jì)算法
由于衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短,獨(dú)特碼在突發(fā)幀結(jié)構(gòu)中占有的比重較少,且每一個(gè)獨(dú)特碼組的長(zhǎng)度很短[9],導(dǎo)致采用常規(guī)FFML算法在計(jì)算獨(dú)特碼平均相位時(shí),受到噪聲的干擾較大,導(dǎo)致算法的SNR損失較大。這里對(duì)傳統(tǒng)算法做了改進(jìn),改進(jìn)的地方主要集中在傳統(tǒng)算法第一步中計(jì)算出的各個(gè)獨(dú)特碼字段估計(jì)的相位值θ(i)上。
利用噪聲平均化的原則,將一段段的獨(dú)特碼組看成一個(gè)整體,碼字的加長(zhǎng)受到噪聲的干擾就會(huì)變小。假設(shè)有3段獨(dú)特碼,他們的相位分別為phase1,phase2,phase3。
1)按照線性的方式,可以通過(guò)phase1,phase3計(jì)算出phase2_1,再通過(guò)phase2_1與phase2求平均后得到輸出相位phase2_out;
2)通過(guò)phase2_out 與 phase1按照線性的方式計(jì)算出phase3_1,然后通過(guò)phase3與phase3_1求平均后得到輸出相位phase3_out;
3)通過(guò)phase2_out 與 phase3_out按照線性的方式計(jì)算出phase1_1,然后通過(guò)phase1與phase1_1求平均后得到輸出相位phase1_out;
4)最后將phase1_out、phase2_out、phase3_out替代FFML算法中的phase1、phase2、phase3,然后進(jìn)行相位同步。
使用改進(jìn)的相位估計(jì)算法后,可以使符號(hào)個(gè)數(shù)小于8的獨(dú)特碼相位估計(jì)值受噪聲的影響明顯減小。仿真結(jié)果表明改進(jìn)的相位估計(jì)算法可以提高系統(tǒng)整體性能。
由于在衛(wèi)星移動(dòng)通信信道發(fā)送流程中,發(fā)送信息均做了CRC校驗(yàn)[10],因此我們可以利用解碼后的數(shù)據(jù)做CRC校驗(yàn),若解碼信息完全正確,則可利用數(shù)據(jù)段信息和導(dǎo)頻段信息整體做頻偏估計(jì),這樣大大增加了數(shù)據(jù)量,也即保證了頻偏估計(jì)的精度。在系統(tǒng)各個(gè)信道之間接入方式為TDMA時(shí),因而改進(jìn)的頻偏估計(jì)策略為本幀數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼且CRC校驗(yàn)正確無(wú)誤后,可以用本幀整體的數(shù)據(jù)做頻偏估計(jì),這樣估計(jì)的頻偏準(zhǔn)確。在兩個(gè)時(shí)隙距離不是很大的情況下,可以用本幀的頻偏估計(jì)結(jié)果給下一幀使用,因?yàn)槎虝r(shí)間內(nèi),信道頻偏不會(huì)劇烈變化。
改進(jìn)的FFML算法在不同信噪比和不同相偏情況下相位跟蹤性能仿真結(jié)果如圖5~8所示。仿真結(jié)果表明利用改進(jìn)的線性相位內(nèi)插算法仿真得到的擬合相位與實(shí)際相位符合很好。
圖5 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖
圖6 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖
圖7 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖
圖8 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖
改進(jìn)的FFML算法與原始的FFML算法在誤碼率性能上的仿真結(jié)果如圖9所示。
圖9 相位同步改善算法性能圖
由仿真結(jié)果可得,改進(jìn)的FFML算法在相位跟蹤性能上誤差很小,可以使符號(hào)個(gè)數(shù)小于8的獨(dú)特碼相位估計(jì)值受噪聲的影響明顯減小,在誤碼率性能上比原始算法提高很多。
頻域估計(jì)算法首先對(duì)接收到的信號(hào)去掉調(diào)制信息,然后進(jìn)行傅里葉變換,找出傅里葉變換后頻譜最大值的位置,然后對(duì)傅里葉變換后的頻譜最大值附近的3個(gè)點(diǎn)進(jìn)行二次插值處理,插出最大值的位置,通過(guò)插值出的最大值位置可以計(jì)算出頻偏的大小[11]。
以DC10信道為例,相位估計(jì)采用FFML算法,可知相位估計(jì)所需的最大殘留頻偏Δf應(yīng)滿足:
2π|Δf|LsTs<π
(8)
所以歸一化最大殘留頻偏應(yīng)滿足:
(9)
其中:Ls為幀結(jié)構(gòu)中相鄰兩個(gè)導(dǎo)頻的最大距離。對(duì)于DC10信道,Ls=98,所以DC10信道的歸一化最大殘留頻偏應(yīng)滿足:
(10)
這就要求頻偏估計(jì)應(yīng)該要達(dá)到這個(gè)精度。
設(shè)置符號(hào)速率為16 ksps,頻偏加速度為50 Hz/s,π/4-CQPSK調(diào)制,Turbo碼速率為1/2,內(nèi)插倍數(shù)為4,仿真循環(huán)次數(shù)為20萬(wàn)次,頻偏的變化范圍是[-8 000 Hz,+8 000 Hz],在信道不同信噪比下的歸一化最大殘留頻偏結(jié)果如表2所示。
表2 頻偏估計(jì)仿真結(jié)果
相應(yīng)的圖形曲線如圖10所示。
圖10 頻偏估計(jì)算法性能曲線圖
由圖10中可以看出在不同信噪比情況下利用數(shù)據(jù)段信息和導(dǎo)頻段信息整體做頻偏估計(jì)及補(bǔ)償所剩余的歸一化最大殘留頻偏精度均滿足式(10)的要求。
針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短、獨(dú)特碼少的特點(diǎn),利用噪聲平均化原則,本文提出了改進(jìn)的線性相位內(nèi)插算法,同時(shí)提出了一種頻偏估計(jì)方法;通過(guò)仿真可以看出改進(jìn)的相位同步算法比傳統(tǒng)算法性能提高,頻偏估計(jì)算法符合精度要求。
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