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(西北工業(yè)大學(xué) 電子信息學(xué)院，西安 710129)

0 引言

隨著近年來(lái)自然災(zāi)害的頻發(fā)，地面蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)對(duì)邊遠(yuǎn)區(qū)域以及應(yīng)急、災(zāi)害情況下的用戶覆蓋范圍存在不足，而衛(wèi)星移動(dòng)通信具有通信距離遠(yuǎn)、覆蓋區(qū)域廣、抗毀性強(qiáng)、傳輸容量大以及組網(wǎng)方式靈活等優(yōu)勢(shì)；衛(wèi)星移動(dòng)通信能彌補(bǔ)地面移動(dòng)通信的不足，我國(guó)現(xiàn)階段正在進(jìn)行擁有自主專利的天通一號(hào)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)建設(shè)，研究衛(wèi)星移動(dòng)通信信號(hào)處理關(guān)鍵技術(shù)對(duì)促進(jìn)我國(guó)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)建設(shè)有著積極作用。

衛(wèi)星移動(dòng)通信終端發(fā)起和接收呼叫，發(fā)送并接收業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)，是通信的信源和信宿，其對(duì)數(shù)據(jù)的信號(hào)處理能力是影響終端性能的關(guān)鍵之一。衛(wèi)星通信終端側(cè)的信號(hào)處理技術(shù)，主要解決衛(wèi)星弱信號(hào)檢測(cè)、同步、跟蹤、調(diào)制解調(diào)、信道編解碼以及交織和去交織等問(wèn)題，其突發(fā)信號(hào)解調(diào)正確的關(guān)鍵技術(shù)主要集中在突發(fā)信號(hào)同步技術(shù)上[1]。

基帶信號(hào)的同步過(guò)程通常分成三部分：接收設(shè)備最初處于信號(hào)檢測(cè)狀態(tài)，通過(guò)合適檢測(cè)算法，檢測(cè)是否有信號(hào)到達(dá)；當(dāng)檢測(cè)到信號(hào)后立即啟動(dòng)參數(shù)估計(jì)程序進(jìn)行頻偏、相位、時(shí)鐘誤差等參數(shù)的估計(jì)；最后根據(jù)得到的參數(shù)后進(jìn)行同步校正，并對(duì)相應(yīng)的參數(shù)繼續(xù)跟蹤處理以提高性能。本文針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短、獨(dú)特碼少的特點(diǎn)，提出一種改進(jìn)的相位同步算法及一種頻偏估計(jì)方法。

1 信號(hào)處理同步技術(shù)

1.1 相位同步關(guān)鍵技術(shù)

雖然衛(wèi)星移動(dòng)通信接收終端會(huì)對(duì)接收信號(hào)做頻偏估計(jì)及補(bǔ)償，但終究頻偏估計(jì)的精度是有限的，補(bǔ)償后的信號(hào)或多或少還是存在著殘留頻偏，這時(shí)就需要使用相位估計(jì)與補(bǔ)償來(lái)最大程度的減少殘留頻偏的影響。

現(xiàn)階段，常用的相位估計(jì)算法是線性相位內(nèi)插算法，也即FFML方法[2]。此方法利用幀結(jié)構(gòu)中已知的導(dǎo)頻信息進(jìn)行去調(diào)制處理，而后估計(jì)出各段導(dǎo)頻的相位，利用各段導(dǎo)頻相位之間的線性關(guān)系對(duì)導(dǎo)頻段之間的數(shù)據(jù)進(jìn)行線性插值補(bǔ)償處理，因而，此方法對(duì)導(dǎo)頻段相位估計(jì)的精度要求比較高。

經(jīng)過(guò)大量仿真可知，一般導(dǎo)頻段的數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)要求在8個(gè)符號(hào)以上，這段導(dǎo)頻的相位估計(jì)精度才可以達(dá)到FFML算法的性能要求。但是在衛(wèi)星移動(dòng)通信部分物理信道幀結(jié)構(gòu)中導(dǎo)頻段符號(hào)個(gè)數(shù)均小于8個(gè)符號(hào)時(shí)，導(dǎo)頻段的估計(jì)精度難以達(dá)到FFML算法要求。例如物理信道DC10，其突發(fā)幀結(jié)構(gòu)見(jiàn)表1。

表1 DC10信道突發(fā)定義

從表1可以看出，導(dǎo)頻段的數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)均為7個(gè)符號(hào)，這時(shí)，幀結(jié)構(gòu)就對(duì)相位估計(jì)FFML算法造成了一定的性能影響。

1.2 頻率同步關(guān)鍵技術(shù)

由于衛(wèi)星移動(dòng)通信中部分突發(fā)結(jié)構(gòu)中多個(gè)導(dǎo)頻段的導(dǎo)頻符號(hào)個(gè)數(shù)總和不是很多，因而使用導(dǎo)頻段數(shù)據(jù)做有數(shù)據(jù)輔助的頻偏估計(jì)，性能會(huì)大大折扣，估計(jì)精度不滿足系統(tǒng)要求。例如DC10信道，其所有導(dǎo)頻段符號(hào)的個(gè)數(shù)總和為21個(gè)符號(hào)，而導(dǎo)頻段符號(hào)個(gè)數(shù)在96個(gè)以上，使用二次插值的FFT頻域頻偏估計(jì)算法才能達(dá)到頻偏估計(jì)精度要求[3]，因而利用突發(fā)幀結(jié)構(gòu)中的已知導(dǎo)頻段進(jìn)行頻偏估計(jì)，會(huì)使估計(jì)性能急劇惡化，以至于頻偏估計(jì)的精度很難達(dá)到后續(xù)處理的要求精度，因而需要更多的已知數(shù)據(jù)去做頻偏估計(jì)。由于幀結(jié)構(gòu)中已知的各段導(dǎo)頻個(gè)數(shù)以及所有導(dǎo)頻個(gè)數(shù)總和偏少，導(dǎo)致頻率估計(jì)性能受到影響，所以需要找到一種在較少的導(dǎo)頻段數(shù)據(jù)情況下頻偏估計(jì)精度達(dá)到系統(tǒng)要求的方法。

2 同步算法

2.1 相位同步算法

2.1.1 線性相位內(nèi)插算法

線性相位內(nèi)插(FFML)算法的實(shí)現(xiàn)如圖1所示。

圖1 相位恢復(fù)模塊實(shí)現(xiàn)框圖

算法具體內(nèi)容如下：

1)對(duì)幀結(jié)構(gòu)中內(nèi)插的各段獨(dú)特碼字進(jìn)行最大似然相位估計(jì)，估計(jì)結(jié)果為θ(i),i=1,2,…,P，其中P是獨(dú)特碼字段的個(gè)數(shù)。

2)計(jì)算各個(gè)碼字段相位估計(jì)值θ(i)的之間的相位差Δθ(i)=θ(i)-θ(i-1),i=2,3,…,P，對(duì)Δθ(i)做SAW函數(shù)處理，SAW函數(shù)的表達(dá)式為:

(1)

SAW函數(shù)的函數(shù)圖形如圖2所示。

圖2 SAW函數(shù)圖

3)根據(jù)θ(i)及經(jīng)過(guò)SAW函數(shù)的Δθ(i)值，對(duì)數(shù)據(jù)段內(nèi)的數(shù)據(jù)相位進(jìn)行線性均勻內(nèi)插處理以彌補(bǔ)殘留頻偏帶來(lái)的相位誤差，相對(duì)應(yīng)的線性內(nèi)插公式為：

(2)

其中:L表示兩導(dǎo)頻之間的間隔(導(dǎo)頻+數(shù)據(jù)段)，θ(i)為第i個(gè)導(dǎo)頻的頻偏估計(jì)，θ(k)為兩導(dǎo)頻間第k個(gè)符號(hào)的相位補(bǔ)償[4]。

以上就是傳統(tǒng)的基于最大似然準(zhǔn)則的線性內(nèi)插算法，但是這個(gè)算法對(duì)每段獨(dú)特碼字的個(gè)數(shù)有最低要求。根據(jù)仿真測(cè)試，在每段獨(dú)特碼字符號(hào)個(gè)數(shù)不小于8個(gè)符號(hào)的情況下，傳統(tǒng)算法可以保持很好的相位同步性能，但是在每段碼字符號(hào)個(gè)數(shù)小于8個(gè)符號(hào)的情況下，算法性能會(huì)急劇惡化。對(duì)于衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中，有很多信道的獨(dú)特碼字段符號(hào)個(gè)數(shù)都小于8，因此為了使衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)正常工作，必須對(duì)傳統(tǒng)算法做改進(jìn)。

2.2 頻率同步算法

在突發(fā)通信中，頻率同步算法根據(jù)參數(shù)修正方式，主要分為開(kāi)環(huán)前饋法和閉環(huán)反饋法；按照輔助手段分為數(shù)據(jù)輔助、非數(shù)據(jù)輔助和編碼輔助3種方式[5]；針對(duì)不同的調(diào)制方式，常采用不同的頻率同步方法。QAM調(diào)制常采用非數(shù)據(jù)輔助方式下的閉環(huán)算法，MSK調(diào)制常采用非數(shù)據(jù)輔助方式下的開(kāi)環(huán)算法，而QPSK調(diào)制多采用數(shù)據(jù)輔助方式下的開(kāi)環(huán)算法。常用的有數(shù)據(jù)輔助的頻偏估計(jì)算法有Kay算法、Fitz算法、L&R算法、M&M算法及二次插值FFT頻域頻偏估計(jì)算法等[5]；其中Kay算法估計(jì)范圍與導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)無(wú)關(guān)，估計(jì)精度隨導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)增大而增大，但對(duì)信噪比要求很高；Fitz算法和L&R算法估計(jì)范圍較小，且估計(jì)范圍與估計(jì)精度互相制約；M&M算法估計(jì)范圍與導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)無(wú)關(guān)，估計(jì)精度隨導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)增大而增大，但估計(jì)范圍有限；FFT算法估計(jì)范圍很大，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，估計(jì)精度受導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)限制；

以上所有的算法估計(jì)精度都受到導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)的影響，針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信中的部分突發(fā)結(jié)構(gòu)，已知的導(dǎo)頻段個(gè)數(shù)總和太少，以至于頻偏估計(jì)的精度很難達(dá)到后續(xù)處理的要求精度，因而我們需要更多的已知數(shù)據(jù)去做頻偏估計(jì)。

2.2.1 二次插值FFT頻偏估計(jì)算法

FFT即快速傅立葉變換，其實(shí)質(zhì)是DFT(Discrete Fourier Transform)的一種快速算法。原始的FFT估計(jì)算法是頻域中的一種估計(jì)算法，主要方法是搜索周期圖的峰值，峰值的位置即對(duì)應(yīng)于載波頻偏[6]。FFT算法是頻域中一種估計(jì)范圍大的估計(jì)算法，可以達(dá)到±50%的符號(hào)速率，而且能在很低的信噪比下工作。此外由于可以使用FFT變換，實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，在實(shí)際系統(tǒng)中得到了普遍應(yīng)用。DFT頻域估計(jì)算法，可以表示如式(3)所示，式(4)和式(5)分別為頻率和相位估計(jì)公式：

(3)

(4)

(5)

圖3 DFT頻域估計(jì)算法

(6)

(7)

圖4 二次插值頻域估計(jì)算法

3 同步算法改進(jìn)

3.1 線性相位內(nèi)插算法的改進(jìn)

由于衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短，獨(dú)特碼在突發(fā)幀結(jié)構(gòu)中占有的比重較少，且每一個(gè)獨(dú)特碼組的長(zhǎng)度很短[9]，導(dǎo)致采用常規(guī)FFML算法在計(jì)算獨(dú)特碼平均相位時(shí)，受到噪聲的干擾較大，導(dǎo)致算法的SNR損失較大。這里對(duì)傳統(tǒng)算法做了改進(jìn)，改進(jìn)的地方主要集中在傳統(tǒng)算法第一步中計(jì)算出的各個(gè)獨(dú)特碼字段估計(jì)的相位值θ(i)上。

利用噪聲平均化的原則，將一段段的獨(dú)特碼組看成一個(gè)整體，碼字的加長(zhǎng)受到噪聲的干擾就會(huì)變小。假設(shè)有3段獨(dú)特碼，他們的相位分別為phase1，phase2，phase3。

1)按照線性的方式，可以通過(guò)phase1，phase3計(jì)算出phase2_1，再通過(guò)phase2_1與phase2求平均后得到輸出相位phase2_out；

2)通過(guò)phase2_out 與 phase1按照線性的方式計(jì)算出phase3_1，然后通過(guò)phase3與phase3_1求平均后得到輸出相位phase3_out；

3)通過(guò)phase2_out 與 phase3_out按照線性的方式計(jì)算出phase1_1，然后通過(guò)phase1與phase1_1求平均后得到輸出相位phase1_out；

4)最后將phase1_out、phase2_out、phase3_out替代FFML算法中的phase1、phase2、phase3，然后進(jìn)行相位同步。

使用改進(jìn)的相位估計(jì)算法后，可以使符號(hào)個(gè)數(shù)小于8的獨(dú)特碼相位估計(jì)值受噪聲的影響明顯減小。仿真結(jié)果表明改進(jìn)的相位估計(jì)算法可以提高系統(tǒng)整體性能。

3.2 頻率同步算法改進(jìn)

由于在衛(wèi)星移動(dòng)通信信道發(fā)送流程中，發(fā)送信息均做了CRC校驗(yàn)[10]，因此我們可以利用解碼后的數(shù)據(jù)做CRC校驗(yàn)，若解碼信息完全正確，則可利用數(shù)據(jù)段信息和導(dǎo)頻段信息整體做頻偏估計(jì)，這樣大大增加了數(shù)據(jù)量，也即保證了頻偏估計(jì)的精度。在系統(tǒng)各個(gè)信道之間接入方式為TDMA時(shí)，因而改進(jìn)的頻偏估計(jì)策略為本幀數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼且CRC校驗(yàn)正確無(wú)誤后，可以用本幀整體的數(shù)據(jù)做頻偏估計(jì)，這樣估計(jì)的頻偏準(zhǔn)確。在兩個(gè)時(shí)隙距離不是很大的情況下，可以用本幀的頻偏估計(jì)結(jié)果給下一幀使用，因?yàn)槎虝r(shí)間內(nèi)，信道頻偏不會(huì)劇烈變化。

4 仿真性能與分析

4.1 改進(jìn)的FFML算法性能仿真與分析

改進(jìn)的FFML算法在不同信噪比和不同相偏情況下相位跟蹤性能仿真結(jié)果如圖5～8所示。仿真結(jié)果表明利用改進(jìn)的線性相位內(nèi)插算法仿真得到的擬合相位與實(shí)際相位符合很好。

圖5 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖

圖6 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖

圖7 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖

圖8 改進(jìn)的FFML算法相位跟蹤性能圖

改進(jìn)的FFML算法與原始的FFML算法在誤碼率性能上的仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9 相位同步改善算法性能圖

由仿真結(jié)果可得，改進(jìn)的FFML算法在相位跟蹤性能上誤差很小，可以使符號(hào)個(gè)數(shù)小于8的獨(dú)特碼相位估計(jì)值受噪聲的影響明顯減小，在誤碼率性能上比原始算法提高很多。

4.2 頻偏估計(jì)算法仿真

頻域估計(jì)算法首先對(duì)接收到的信號(hào)去掉調(diào)制信息，然后進(jìn)行傅里葉變換，找出傅里葉變換后頻譜最大值的位置，然后對(duì)傅里葉變換后的頻譜最大值附近的3個(gè)點(diǎn)進(jìn)行二次插值處理，插出最大值的位置，通過(guò)插值出的最大值位置可以計(jì)算出頻偏的大小[11]。

以DC10信道為例，相位估計(jì)采用FFML算法，可知相位估計(jì)所需的最大殘留頻偏Δf應(yīng)滿足:

2π|Δf|LsTs<π

(8)

所以歸一化最大殘留頻偏應(yīng)滿足：

(9)

其中:Ls為幀結(jié)構(gòu)中相鄰兩個(gè)導(dǎo)頻的最大距離。對(duì)于DC10信道，Ls=98，所以DC10信道的歸一化最大殘留頻偏應(yīng)滿足：

(10)

這就要求頻偏估計(jì)應(yīng)該要達(dá)到這個(gè)精度。

設(shè)置符號(hào)速率為16 ksps，頻偏加速度為50 Hz/s，π/4-CQPSK調(diào)制，Turbo碼速率為1/2，內(nèi)插倍數(shù)為4，仿真循環(huán)次數(shù)為20萬(wàn)次，頻偏的變化范圍是[-8 000 Hz,+8 000 Hz]，在信道不同信噪比下的歸一化最大殘留頻偏結(jié)果如表2所示。

表2 頻偏估計(jì)仿真結(jié)果

相應(yīng)的圖形曲線如圖10所示。

圖10 頻偏估計(jì)算法性能曲線圖

由圖10中可以看出在不同信噪比情況下利用數(shù)據(jù)段信息和導(dǎo)頻段信息整體做頻偏估計(jì)及補(bǔ)償所剩余的歸一化最大殘留頻偏精度均滿足式(10)的要求。

5 結(jié)論

針對(duì)衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中突發(fā)信號(hào)符號(hào)長(zhǎng)度短、獨(dú)特碼少的特點(diǎn)，利用噪聲平均化原則，本文提出了改進(jìn)的線性相位內(nèi)插算法，同時(shí)提出了一種頻偏估計(jì)方法；通過(guò)仿真可以看出改進(jìn)的相位同步算法比傳統(tǒng)算法性能提高，頻偏估計(jì)算法符合精度要求。

參考文獻(xiàn)：

[1] 趙 樂(lè),宋愛(ài)民,劉 劍,等.W頻段衛(wèi)星通信中的恒包絡(luò)OFDM技術(shù)[J]. 計(jì)算機(jī)測(cè)量與控制, 2014,22(8):2660-2662.

[2] 張駿凌, 王睦重, 蘇 莉, 等. 多載波CDMA系統(tǒng)中的頻域線性相位內(nèi)插算法[J]. 通信學(xué)報(bào)，2002，23(4)：82-90.

[3] 蔣 偉, 樂(lè) 天. 基于插值的多普勒頻偏和頻率斜升聯(lián)合估計(jì)算法[J]. 電子與信息學(xué)報(bào)，2013，35(1):166-171.

[4] 袁建國(guó), 邱飄玉, 王竟鑫, 等. CO-OFDM系統(tǒng)中一種改進(jìn)的基于線性內(nèi)插的相位噪聲補(bǔ)償算法[J]. 半導(dǎo)體光電，2016，37(5):716-720.

[5] 曹家華. 突發(fā)通信中的載波同步技術(shù)研究[D]. 北京：北京理工大學(xué), 2016.

[6] 陳 健, 唐 杰, 李明齊. NGB-W廣播信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法設(shè)計(jì)[J]. 電視技術(shù)，2016，40(10):131-136.

[7] 丁玉杰. 低信噪比短突發(fā)通信系統(tǒng)下載波頻偏估計(jì)算法研究[D]. 西安：西安電子科技大學(xué),2014.

[8] 李 驥. 低載噪比高動(dòng)態(tài)信號(hào)相位估計(jì)方法研究[D]. 西安：西安電子科技大學(xué),2014.

[9] 閆 昆. HSPA+系統(tǒng)頻偏估計(jì)的研究與實(shí)現(xiàn)[D]. 北京：北京郵電大學(xué),2012.

[10] 王 茜. 復(fù)雜寬帶信號(hào)多參數(shù)估計(jì)算法研究[D]. 成都：電子科技大學(xué),2015.

[11] 黃海鈺. DVB-S2接收機(jī)載波同步算法研究與實(shí)現(xiàn)[D]. 武漢：武漢理工大學(xué),2014.

[12] 張少侃,林家群，呂聰敏.頻偏估計(jì)方法與系統(tǒng)[P].中國(guó)專利：106059973，2016-10-26.