王 帥, 荊 龍, 吳學智,2, 李金科, 武 文, 姜久春,2

(1. 北京交通大學國家能源主動配電網(wǎng)技術(shù)研發(fā)中心, 北京市 100044;2. 北京電動車輛協(xié)同創(chuàng)新中心, 北京交通大學, 北京市 100044)

0 引言

儲能系統(tǒng)作為交直流電網(wǎng)的中間環(huán)節(jié),可以提高電網(wǎng)供電的可靠性,在必要時刻給予電網(wǎng)功率支撐[1-2]。模塊化多電平變流器(MMC)作為一種多電平的功率變換裝置,與電池結(jié)合可以組成新型儲能裝置,其模塊化結(jié)構(gòu)可以使儲能電池運行在低電壓模式下,具有開關(guān)器件電壓應力小、諧波小、模塊化程度高、輸出電壓高、易于拓展、可靠性高等優(yōu)點[3]。目前,模塊化多電平儲能變流器(MM-ESC)已經(jīng)引起國內(nèi)外研究人員的關(guān)注,相關(guān)研究包括應用于中低壓電網(wǎng)[4-5]、電動汽車充電站[6]、新能源發(fā)電[7]等領(lǐng)域,未來也適用于柔性直流輸電、柔性變電站等應用場合。

MMC一般由上百個子模塊組成,實現(xiàn)子模塊間的協(xié)調(diào)控制是MMC控制的關(guān)鍵。目前,MMC大多采用集中式控制架構(gòu):由中央控制單元(CCU)完成所有的算法控制、子模塊均衡、系統(tǒng)保護與冗余控制。該方法需要將所有的子模塊信息、橋臂電流、電網(wǎng)電壓電流、直流電壓電流以及故障保護信息上傳至中央控制器中,再由中央控制器向子模塊下發(fā)開關(guān)脈沖信號,不可避免地需要使用大量的高速輸入/輸出(I/O)通道以及性能極好的處理器進行運算處理。文獻[8]提出增加橋臂控制器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu),由主控制器完成功率解耦控制,橋臂控制器完成最近電平逼近調(diào)制(NLM)的調(diào)制控制,在一定程度上可以有效減少光纖通道數(shù),為緩解通信壓力提供了一種解決方案。文獻[9]提出了三級控制系統(tǒng)架構(gòu),增加了子模塊控制器,實現(xiàn)子模塊故障信息返回,但并未降低控制系統(tǒng)對通信及運算性能的需求。文獻[10]提出將原來由主控制器承擔的電容電壓均衡控制轉(zhuǎn)移到子模塊控制器中,降低了主控制器的控制壓力,但仍需主控制器采集各個子模塊電壓,沒有緩解系統(tǒng)內(nèi)部的通信負擔。文獻[11]同樣采用三級控制,但是提出子模塊控制器可以實現(xiàn)脈寬調(diào)制(PWM),與此同時,輔助控制器則用來實現(xiàn)全部子模塊的互聯(lián)、子模塊均衡、冗余保護等功能。該方法可以將光纖使用量降低,但該控制系統(tǒng)中對中央處理器要求很高,在控制架構(gòu)設計方面值得進一步進行研究。

在基于MMC實現(xiàn)的電池儲能系統(tǒng)中,由于子模塊荷電狀態(tài)(SOC)初始值、子模塊系統(tǒng)自身損耗以及系統(tǒng)外部參數(shù)不一致等因素,會導致每個子模塊連接的電池包SOC出現(xiàn)差異,不利于儲能系統(tǒng)容量的充分利用。因此,類似于子模塊的均壓控制,子模塊電池包的SOC均衡控制是必不可少的。文獻[12-14]都提出了子模塊SOC均衡控制:文獻[12-13]通過控制環(huán)流實現(xiàn)相間和橋臂間SOC均衡,調(diào)節(jié)各個子模塊的輸出工頻分量,實現(xiàn)橋臂內(nèi)SOC均衡;文獻[14]則從控制相、橋臂、子模塊功率的角度研究了三級SOC策略,同樣可以實現(xiàn)控制的目的。但是以上文獻都遵循了MMC通用的子模塊集中式控制思想:中央控制器采集各子模塊電池包信息;依據(jù)上述信息,估算電池包SOC;根據(jù)不同子模塊電池包SOC差異,進行計算處理,得到各子模塊SOC均衡補償量,再將脈沖分發(fā)至各子模塊。這種方式相對傳統(tǒng)MMC的控制,增加了每個子模塊的SOC估算處理,在子模塊數(shù)量很多的情況下,大大加重了中央控制器的負擔,整個系統(tǒng)運行性能嚴重依賴通信和運算能力。

針對以上問題,本文提出了一種基于MM-ESC的新型控制系統(tǒng)架構(gòu)以及相應的控制策略,在此基礎(chǔ)上,分析子模塊相間功率差異化特性以及相內(nèi)功率差異化特性;設置相應下垂曲線,實現(xiàn)子模塊相間下垂控制以及相內(nèi)下垂控制,有效地避免大量信息上傳帶來的通信和計算壓力;同時為了避免調(diào)制波發(fā)生過調(diào)制的現(xiàn)象,利用調(diào)制比和實時交流電流確定下垂系數(shù)。最后,通過仿真和實驗平臺對控制架構(gòu)及算法的有效性進行驗證。

1 MM-ESC工作原理

圖1為MM-ESC及半橋式儲能子模塊(ESM)的拓撲結(jié)構(gòu)圖。

圖1 MM-ESC及半橋式儲能子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of MMC-ESC and ESMs with half bridge

圖中:Ra為橋臂等效損耗電阻;La為橋臂電感;Ls為交流濾波電感;Csm為儲能子模塊電容；B表示子模塊儲能電池;ipj和inj分別為j相上、下橋臂電流;usj為j相交流電壓;j取a,b,c。

由于儲能電池電壓usm隨SOC變化較為緩慢,故本文假設儲能電池在正常充放電過程中,其電壓始終保持為常量。另外,在理想情況下,MM-ESC的相單元參數(shù)完全一致,橋臂單元參數(shù)完全一致,儲能子模塊參數(shù)完全一致。儲能子模塊采用電池直接并聯(lián)在電容兩端的連接方式,電容電壓被限制為電池電壓。通過合理地投切儲能子模塊,可以在直流側(cè)等效形成虛擬的穩(wěn)定直流電壓udc,即如圖1所示的虛線部分。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律,上、下橋臂電壓可以表示為:

(1)

設j相環(huán)流為icirj,于是j相上、下橋臂電流、環(huán)流以及交流電流之間的關(guān)系如式(2)所示。

(2)

由于子模塊電池電壓波動受充放電影響較小,因此橋臂電流中由于充放電形成的二倍頻等偶次電流分量很小[14],在本文分析中認為穩(wěn)態(tài)工況時的內(nèi)部環(huán)流為0。故在MM-ESC中并不需要常見的均壓控制和環(huán)流抑制的閉環(huán)控制系統(tǒng),取而代之的是為避免造成系統(tǒng)儲能容量配置浪費的SOC均衡控制。

2 MM-ESC的分布式控制系統(tǒng)

2.1 MM-ESC集中式控制系統(tǒng)

傳統(tǒng)MMC普遍采用集中式控制系統(tǒng),即利用CCU實現(xiàn)對MMC控制。在MM-ESC中,需要在CCU中完成的閉環(huán)控制包括:功率解耦控制和SOC均衡控制。功率解耦控制在不同工況實現(xiàn)不同的控制目標:在離網(wǎng)工況下實現(xiàn)對交流電壓的控制;在并網(wǎng)工況下實現(xiàn)對交流電流的控制。SOC均衡控制可以分成相間均衡控制和相內(nèi)均衡控制:相間均衡控制需要保證某相SOC均值跟隨其平均參考值;相內(nèi)均衡控制則保證子模塊SOC跟隨相平均參考值,該方法可以實時對SOC進行調(diào)節(jié),精度很高[15]。

與此同時,為了實現(xiàn)對子模塊開關(guān)器件動作的控制,還需要加入相關(guān)調(diào)制策略。在MM-ESC中為保證子模塊儲能電池充放電一致性,一般采用載波移相的調(diào)制策略;采用載波移相PWM(CPS-PWM)的情況下,只有每個儲能子模塊的載波之間相位發(fā)生偏移,每個子模塊投切次數(shù)相同,也就保證了子模塊儲能之間的SOC均衡。

采用集中式控制系統(tǒng)架構(gòu)示意圖如附錄A圖A1所示,ubatjk和ijk分別為j相第k個子模塊電池電壓和流經(jīng)電池的電流;PWMjk表示中央運算單元下發(fā)至每個子模塊的PWM波;k=1,2,…,2n。

采用集中式控制系統(tǒng)控制MMC,需要CCU采集所有子模塊儲能電池的電壓、電流用于估算SOC以及橋臂電流、交流電壓/電流等電氣量,對CCU的通信量和運算量要求極高。為了降低對中央運算單元運算量的要求,本文提出一種適用于MMC儲能變流器的新型分布式控制系統(tǒng)架構(gòu)。

2.2 MM-ESC分布式控制系統(tǒng)

適用于MM-ESC的分布式控制系統(tǒng)由CCU和子模塊控制單元(SCU)兩部分組成。CCU中進行電壓電流控制,并將各相調(diào)制波分發(fā)至每個子模塊;此時,同相內(nèi)的子模塊接收到的調(diào)制波相同,每相僅需要一根與CCU連接的通信線;SCU接收來自CCU的調(diào)制波,完成子模塊SOC估算和自均衡控制,并根據(jù)重組后的調(diào)制波進行載波移相調(diào)制;此時可以利用時鐘脈沖將同相內(nèi)子模塊的本地時鐘進行同步,使載波移動相同的相位角度。使用分布式控制系統(tǒng)架構(gòu)示意圖如圖2所示,uj表示中央運算單元分發(fā)至各相子模塊的調(diào)制波。

圖2 分布式控制系統(tǒng)架構(gòu)示意圖Fig.2 Architecture schematic of distributed control system

兩種MM-ESC控制系統(tǒng)架構(gòu)的通信和計算需求的比較如表1所示,其中n表示一個橋臂內(nèi)子模塊的數(shù)量。對比容易發(fā)現(xiàn),采用分布式控制系統(tǒng)在降低系統(tǒng)內(nèi)部通信量的同時,也可以充分利用SCU的運算能力。

表1 集中式控制系統(tǒng)與分布式控制系統(tǒng)通信量及運算量比較Table 1 Comparison of communication and computation between centralized and distributed control systems

3 適用于MM-ESC的SOC均衡控制

3.1 MMC子模塊功率差異控制分析

為了實現(xiàn)MM-ESC不同子模塊之間電池SOC的均衡控制,需要讓不同子模塊輸出的功率產(chǎn)生差異,即放電時,控制SOC高的子模塊輸出功率大,SOC低的子模塊輸出功率小,充電時則相反,這樣不同子模塊SOC便會趨于一致。本節(jié)將分析子模塊傳輸功率產(chǎn)生差異的機理。

環(huán)流作為MMC內(nèi)部能量傳輸?shù)妮d體[16];不同幅值、相位的調(diào)制波并由此產(chǎn)生的環(huán)流也不相同,會造成各個子模塊傳輸功率的差異,可以利用這種特征進行子模塊下垂控制,實現(xiàn)系統(tǒng)能量均勻分配。

穩(wěn)態(tài)工況下的交流電壓、電流可以表示為:

(3)

式中:Um為采樣得到的交流電壓幅值;Im為采樣得到的交流電流幅值;ω為采樣的電網(wǎng)角頻率;φ為交流電壓與交流電流相位差。

以a相為例,a相橋臂電流可以表示為:

(4)

忽略橋臂電感、濾波電感等雜散參數(shù)的影響,a相上、下橋臂調(diào)制波表達式為:

(5)

從電路拓撲結(jié)構(gòu)的角度看,MMC是一個由多個子模塊級聯(lián)形成的電路拓撲,每個子模塊都可以等效為一個小型DC/DC變換器;其輸入電壓是電池電壓,經(jīng)過常規(guī)的PWM即可以得到開關(guān)器件的脈沖信號;對多個這種小型變換器的協(xié)調(diào)配合控制,即可以使MMC處于安全穩(wěn)定運行的狀態(tài)。因此,將調(diào)制波分配至每個子模塊即可以得到子模塊的等效調(diào)制波,如式(6)所示。

(6)

式中:i表示子模塊在橋臂中的位置,且1≤i≤n。

每個子模塊的輸出電壓與子模塊調(diào)制波之間存在如下關(guān)系:

(7)

式中:usm為子模塊電容電壓,在本文中應為子模塊電池組電壓。

此時,a相子模塊功率可以表示為:

(8)

同理,可得b相和c相子模塊功率,并表示為:

(9)

為使不同相的子模塊功率產(chǎn)生差別,一般可以向各相調(diào)制波中疊加直流分量或者三倍頻分量,促使各相發(fā)生功率流動,但是都會產(chǎn)生基頻或者其他頻次的功率波動,這種情況是無法避免的。另外,為了加快能量在各相均分,疊加少量的直流分量Ud是合理的解決方式。疊加少量的直流分量Ud后,此時該相調(diào)制波可以表示為:

(10)

此時,該相子模塊等效調(diào)制波可以表示為:

(11)

同式(7),a相子模塊等效輸出電壓則可以表示為:

(12)

假設橋臂等效電阻為Ra,并由此可以得到此時橋臂等效電路如附錄A圖A2所示。

由于a相調(diào)制波疊加的直流分量,此時需要對各相環(huán)流進行修正并可以表示為:

(13)

各相橋臂電流也隨之修正為:

(14)

因此,同樣可以得到疊加直流分量時a相子模塊功率,如式(15)所示。

(15)

其中

同理,可以得到b相和c相子模塊功率為:

(16)

其中

對比式(8)和式(9)、式(15)和式(16)可知,調(diào)制波疊加直流電壓分量后,三相子模塊功率中增加基頻交流分量(A1′,B1′,C1′)和直流分量(A2′,B2′,C2′):基頻交流分量對子模塊實際功率輸出不產(chǎn)生影響,而且這種基頻功率波動會以充放電的形式被電池吸收,此時由于電容電壓被電池限制為穩(wěn)定的電池電壓,子模塊外部特性與傳統(tǒng)子模塊不同,電容電壓波動極小,可忽略不計,因此增加的基頻功率不會影響系統(tǒng)外部輸出特性;a相直流分量導致a相子模塊功率增加,b和c相直流功率分量導致b和c相子模塊功率減小,且同相上、下橋臂子模塊功率變化相同,實現(xiàn)了相與相子模塊功率差異化的目的。

同樣,要使相內(nèi)子模塊發(fā)生功率差異化,可以向上、下橋臂子模塊調(diào)制波注入與所在橋臂電流同相位的交流分量,以a相為例,其注入交流分量的算法如式(17)所示。

(17)

式中:k1和k2為向調(diào)制波注入與橋臂電流同相位交流分量的比例系數(shù)。

a相子模塊等效調(diào)制波則表征如下:

(18)

a相子模塊等效輸出電壓可以表示為:

(19)

此時,橋臂等效電路如附錄A圖A3所示。a相環(huán)流表達式為:

(20)

其中

此時,a相橋臂電流可以相應的修正為:

(21)

同樣可以得到a相子模塊功率的表達式為:

(22)

其中

對比式(8)和式(22)可知,調(diào)制波疊加交流分量后,a相子模塊功率中增加基頻、二倍頻交流分量(A1″,A2″)和直流分量(A3″,A4″,A5″):基頻、二倍頻交流分量對實際功率輸出不產(chǎn)生影響;直流分量導致a相上、下子模塊功率發(fā)生不同程度變化,且其變化功率與比例系數(shù)k1和k2有關(guān),調(diào)整比例系數(shù)k1和k2可以促使同相子模塊功率不同。

3.2 子模塊分布式下垂控制

根據(jù)以上關(guān)于子模塊功率差異化的分析,以及分散控制可減少通信量及運算量的優(yōu)勢,本文使用下垂控制來實現(xiàn)子模塊SOC均衡控制,包括相間SOC下垂控制和相內(nèi)SOC下垂控制。

子模塊SOC下垂曲線見附錄A圖A4所示,其中圖A4(a)表示相間SOC下垂曲線,圖A4(b)表示相內(nèi)SOC下垂曲線。S1和S2為不同子模塊的SOC;Ud1和Ud2為子模塊疊加在調(diào)制波中的直流分量;Δu1和Δu2為子模塊疊加在調(diào)制波中的交流分量;Ud1,Ud2和Δu1,Δu2分別為根據(jù)下垂曲線得到的相間、相內(nèi)下垂補償量。其中

(23)

(24)

式中:S*為子模塊電池包的SOC參考值;kp和ka分別為相間和相內(nèi)下垂系數(shù)。

具體流程框圖如附錄A圖A5所示。其中,Sa1,Sa2和Sb1,Sb2分別為a相和b相子模塊的SOC;Uda和Udb分別為a相和b相由于相間下垂控制補償?shù)闹绷麟妷悍至恐?Δua1和Δua2為相內(nèi)下垂控制補償?shù)慕涣麟妷悍至俊?/p>

對子模塊調(diào)制波直接進行補償,有一定不足:一方面橋臂電壓會發(fā)生變化,導致交、直流側(cè)輸出產(chǎn)生誤差,由于控制外環(huán)的存在,可以將誤差降至最低,直至忽略；另一方面也會導致某些子模塊出現(xiàn)過調(diào)制的問題,影響補償量的因素主要與控制系統(tǒng)選定的下垂系數(shù)有關(guān)。本文接下來將對下垂系數(shù)的選擇進行討論。

3.3 下垂系數(shù)選擇

采用下垂控制實現(xiàn)SOC均衡存在調(diào)制波過調(diào)制的問題,因此需要根據(jù)調(diào)制比和交流電流確定相間下垂系數(shù)和相內(nèi)下垂系數(shù)。

根據(jù)前文分析,以a相為例,相間及相內(nèi)下垂補償量幅值可以表示為:

(25)

式中:S為子模塊電池包的SOC。

為避免發(fā)生過調(diào)制,下垂補償量與調(diào)制比之間的關(guān)系應滿足:

Ud+Δu+m≤1

(26)

式中:m為調(diào)制比。

同時考慮到電池正常工作范圍等限制因素,可以得到以下約束條件:

0≤|S-50|≤40

(27)

將式(25)、式(27)代入式(26),因此相間、相內(nèi)下垂系數(shù)的約束條件表示為:

(28)

采用如式(28)所示的約束條件下的下垂系數(shù),可以避免出現(xiàn)過調(diào)制的問題。

4 仿真及實驗

4.1 仿真算例分析

為了驗證本文所提出的控制系統(tǒng)和SOC均衡控制策略,搭建了一臺10 kVA三相五電平MM-ESC樣機并網(wǎng)工況模型進行仿真驗證,采用載波移相調(diào)制策略,系統(tǒng)參數(shù)選取參照附錄B表B1。

附錄A圖A6為未加入SOC附加下垂控制時SOC變化波形。此時由于子模塊開關(guān)器件損耗以及開關(guān)狀態(tài)的不一致,從0.5 s開始,SOC出現(xiàn)緩慢的發(fā)散現(xiàn)象。除此之外,在交流系統(tǒng)不對稱的工況下(負載不平衡或電網(wǎng)不對稱),子模塊電池組SOC也會發(fā)生發(fā)散現(xiàn)象。因此加入SOC附加控制尤為關(guān)鍵。

仿真1——相間SOC不同:系統(tǒng)運行初始時,a相子模塊SOC均為40%,b相子模塊SOC均為60%,c相子模塊SOC均為50%;在t1=1.5 s時,施加了本文提出的下垂控制算法。

采用相間下垂控制的三相子模塊電池SOC變化波形如圖3所示。

圖3 相間下垂控制SOC仿真結(jié)果Fig.3 Simulation results of SOC with inter-phase droop control

由圖3可以看出,在t1時刻以前由于未加入下垂控制策略,電池處于自由放電狀態(tài),三相電池SOC變化始終保持一致;在t1時刻后加入下垂控制的使能信號,由于a相子模塊SOC偏低,b相子模塊SOC偏高,兩相SOC出現(xiàn)向上或向下的趨勢,值得一提的是,c相受另外兩相疊加調(diào)制波的影響,雖然出現(xiàn)一段時間先充電后放電的現(xiàn)象,但是不會影響系統(tǒng)外部輸出特性,而且在一段時間后,三相電池SOC保持一致。附錄A圖A7為三相環(huán)流和橋臂電流仿真波形,可以看出,相間SOC不同時,疊加直流調(diào)制波分量的方法可以促使系統(tǒng)內(nèi)部出現(xiàn)直流環(huán)流。

仿真2——相內(nèi)SOC不同:系統(tǒng)運行初始時,a相上橋臂子模塊SOC均為60%,a相下橋臂子模塊SOC均為40%,b和c相子模塊SOC均為50%;在t2=1.5 s時,施加了本文提出的下垂控制算法。

采用相內(nèi)下垂控制的三相子模塊電池SOC變化波形如圖4所示,在t2時刻加入下垂控制的使能信號后,a相上、下橋臂電池SOC開始趨于一致,由于其他兩相子模塊受基頻環(huán)流影響,出現(xiàn)一定的發(fā)散現(xiàn)象,但很快消失,最后所有電池SOC保持一致。附錄A圖A8為三相環(huán)流和橋臂電流仿真波形,可以看出,同相電池組SOC不同時,疊加基頻交流調(diào)制波分量的方法可以促使系統(tǒng)出現(xiàn)基頻交流環(huán)流,隨SOC相同后,環(huán)流中基頻分量趨于0。

圖4 相內(nèi)下垂控制SOC仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of SOC with intra-phase droop control

圖3、圖4以及附錄A圖A7、圖A8所示的仿真結(jié)果表明,本文提出的SOC下垂控制策略能夠應用于子模塊電池SOC不平衡的情況,可以實現(xiàn)較好的控制效果。

4.2 物理實驗驗證

物理實驗采用了本文提出的控制系統(tǒng)架構(gòu),并對所提出的電池SOC均衡控制算法進行了實驗驗證。實驗的研究對象依然采用并網(wǎng)的工作模式。

對于MM-ESC的物理樣機,如附錄A圖A9所示,將SOC均衡算法和載波移相調(diào)制策略分布到SCU的復雜可編程邏輯器件(CPLD)中完成。CCU則由數(shù)字信號處理器(DSP)和現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)構(gòu)成,實驗所用開關(guān)器件采用三菱公司PS21765的智能功率模塊(IPM),電池組SOC通過對電壓、電流積分的方式進行估算,只用于對電池充放電趨勢的統(tǒng)計。MM-CES樣機系統(tǒng)參數(shù)如附錄B表B2所示。

在通信需求方面,通過本文與文獻[14]進行對比,當該硬件系統(tǒng)采用集中式控制結(jié)構(gòu)時,下層傳感器上傳至CCU共有12n+9條數(shù)據(jù),包括6n個電池組電壓和電流、三相交流電壓及6個橋臂電流;下發(fā)至每個子模塊也有6n個脈沖信息;而分布式控制系統(tǒng)中CCU僅需要從下層采樣9份數(shù)據(jù)信息,包括三相交流電壓及6個橋臂電流;下發(fā)的通信量也僅僅只有6n個調(diào)制波信息,且同相內(nèi)子模塊接收到的調(diào)制波信息一致,僅需要外接一條同步時鐘脈沖信號,保持各子模塊時鐘信息相同即可。根據(jù)兩種控制系統(tǒng)所需通信量的對比,可以發(fā)現(xiàn)分布式控制系統(tǒng)對通信需求有較為明顯的改善。

從計算壓力角度看,同樣進行與文獻[14]比較,采用集中式控制時,CCU完成了所有的運算;采用分布式控制時,CCU僅進行上層功率解耦控制,下層子模塊控制算法在SCU內(nèi)進行。在中斷周期250 μs的配置下,集中式控制系統(tǒng)一個運算周期時間為220 μs,已接近DSP運算極限,而分布式的運算時間不到180 μs,DSP計算能力還有充分的剩余,證明了本文所研究的控制系統(tǒng)可以降低中央運算單元的運算壓力。

附錄A圖A10為穩(wěn)態(tài)下并網(wǎng)電流峰值為4 A時,子模塊電容電壓和并網(wǎng)電流波形圖。由于子模塊采用電池組直接并聯(lián)在子模塊電容上,其電容電壓始終與電池電壓保持一致,電容在一定程度上可以吸收一定的高頻電流,而且電池一般要通過電纜連接到儲能單元,電纜會有感性分布系數(shù),經(jīng)過電纜流向電池的電流一般為直流量,對延長電池壽命有一定作用;同時三相并網(wǎng)電流波形保持對稱,證明本文研究的分布式控制系統(tǒng)可以應用于MM-ESC系統(tǒng)中。

圖5為兩種不同情況下三相電池組的SOC均衡曲線。

圖5 SOC下垂控制實驗結(jié)果Fig.5 Experiment results of SOC droop control

實驗結(jié)果表明,本文提出的分布式控制系統(tǒng)架構(gòu)以及SOC均衡控制策略可以有效實現(xiàn)SOC均衡,與圖3、圖4以及附錄A圖A7、圖A8所示的仿真結(jié)果一致。

5 結(jié)語

本文針對MMC儲能變流器提出了一種分布式的MMC控制系統(tǒng)架構(gòu)及SOC下垂均衡控制策略。

1)采用CCU和SCU協(xié)同控制的分布式控制架構(gòu),CCU負責功率解耦等上層控制,SCU則負責獨立子模塊的SOC估算、均衡及調(diào)制控制,可以有效降低運算和通信壓力,提高儲能設備的經(jīng)濟性能。

2)對比穩(wěn)態(tài)與疊加直流或交流調(diào)制分量后子模塊功率變化,提出一種SOC下垂均衡控制策略,可以有效實現(xiàn)SOC均衡,同時還有助于實現(xiàn)子模塊的獨立控制,避免中央控制器大量信息交換帶來的通信及運算壓力。

在本文研究中,以采用所有子模塊均接入儲能電池的MM-ESC為背景,但是電池可能由于故障、SOC過低或過高退出運行,此時的運行狀態(tài)和控制策略也要相應發(fā)生變化,這也是下一步工作的研究方向。

附錄見本刊網(wǎng)絡版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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