田 煒, 常鵬飛, 潘文霞

( 1. 國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106；2. 河海大學(xué)能源與電氣學(xué)院，江蘇 南京 211106)

0 引言

近年來，城市交通擁堵、環(huán)境污染、能源短缺等問題日益突出，采用超級電容儲能作為動力的有軌電車作為一種使用綠色清潔能源的新型交通工具，對于應(yīng)對能源危機和解決環(huán)境污染問題有很大的幫助，大力發(fā)展這種清潔、高效、智能的交通工具是21世紀(jì)的必然選擇[1-3]。因此，如何在滿足其特性要求的情況下對超級電容進行快速充電成為了一個亟待解決的重要問題。

目前，有軌電車充電裝置主要采用的是傳統(tǒng)多脈波整流技術(shù)，由于其固有特性，使得整流器存在交流側(cè)輸入電壓畸變，電流諧波含量高，輸出電壓紋波大等問題，對電網(wǎng)造成了諧波污染[4-6]。

采用恒流限壓充電方式對超級電容進行充電[7-8]時，在大電流情況下恒流充電至額定電壓狀態(tài)時，采用傳統(tǒng)多脈波整流技術(shù)的充電裝置會出現(xiàn)充電功率不足的情況，在充電至額定電壓附近由恒流充電方式切換至恒壓充電方式時，切換過程也不夠快速平穩(wěn)[9]。文獻[10]提出充電裝置采用脈沖寬度調(diào)制(pulse-width modulation，PWM)整流方式，電壓-電流雙閉環(huán)與電壓前饋相結(jié)合的控制策略。文獻[11]提出為解決單相Buck功率不足的問題，采用四相交錯并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻[12]提出采用PWM整流器加兩級級聯(lián)型三相三重斬波電路構(gòu)成的充電裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。上述關(guān)于現(xiàn)代有軌電車充電裝置的文獻均未提及針對超級電容充電特性設(shè)計的充電方式轉(zhuǎn)換技術(shù)。

文中所提控制方法可使得超級電容充電控制穩(wěn)定，提高整流器的響應(yīng)速度，快速穩(wěn)定直流母線電壓，且能夠控制網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，使整流器在單位功率因數(shù)下運行，實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的正弦化，并降低整流器的輸入電流諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)含量，有效抑制整流器對電網(wǎng)的諧波污染。同時還通過控制實現(xiàn)對超級電容短時大功率的恒流限壓充電，保證恒流充電方式至恒壓充電方式的無縫切換。

1 充電裝置控制原理

圖1為有軌電車充電裝置主回路，可知：有軌電車超級電容的充電裝置包括LCL濾波電容模塊、PWM整流模塊、斬波器模塊及隔離開關(guān)柜等。圖中Ufed，Ifed分別為充電裝置輸出電流與輸出電壓；Udc為整流模塊輸出電壓。

圖1 有軌電車充電裝置的主電路Fig.1 The main circuit of the charging-device

1.1 PWM整流模塊控制

目前三相電壓源型PWM整流器(voltage source rectifier，VSR)最常用的控制策略是基于坐標(biāo)變換的雙閉環(huán)控制，將靜止三相坐標(biāo)系中的交流量轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流量，對直流量采用經(jīng)典PI控制，可以實現(xiàn)無差跟蹤[13-16]。根據(jù)坐標(biāo)變換理論，可以得到三相VSR在兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，如圖2所示。

圖2 dq坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)矢量圖Fig.2 The net side vector in dq co-ordinate

輸出控制量vd，vq的表達式為：

(1)

式(1)為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下整流器的數(shù)學(xué)模型，其中ud，uq分別為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq分量；id，iq分別為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq分量；R，L分別為整流模塊交流側(cè)濾波電阻和濾波電感。系統(tǒng)采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)與電壓前饋相結(jié)合的控制策略[17]，其控制框圖如圖3所示。圖中帶*注的物理量均為指令值，其余為實測值。

圖3 三相整流器控制框圖Fig.3 Control diagram of three-phase rectifier

1.2 斬波器模塊控制

文中采用固定頻率PWM控制。根據(jù)儲能裝置超級電容的特性，充電裝置的控制策略分為電壓型PWM控制策略和電流型PWM控制策略。

1.2.1 電壓型PWM控制策略

固定頻率電壓型PWM控制器的控制框圖如圖4所示。輸出電壓Uout與固定參考電壓Uref比較，得到一個誤差電壓Ue，該誤差電壓經(jīng)過積分放大器后，與一固定頻率的三角波相比，當(dāng)誤差電壓高于三角波信號時，輸出為高電平，當(dāng)誤差電壓低于三角波信號時，輸出為低電平。此高低電平即為PWM信號[18]。

圖4 電壓型PWM控制框圖Fig.4 Diagram of voltage PWM controller

1.2.2 電流型PWM控制策略

固定頻率電流型PWM控制器既可采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制，亦可采用單電流環(huán)控制。根據(jù)負(fù)載超級電容的特性，文中采用單電流環(huán)控制，其原理圖與電壓型PWM控制策略相類似，如圖5所示。

圖5 電流型PWM控制框圖Fig.5 Diagram of current PWM controller

2 充電裝置恒流限壓充電與恒壓充電之間的轉(zhuǎn)換

恒壓控制中，2個模塊采樣同一個輸出電壓值，輸出兩路PWM波控制2個模塊。由輸出電壓值控制恒流充電模式與恒壓充電模式的切換，當(dāng)檢測到輸出電壓達到限定值時，由恒流充電模式切換至恒壓充電模式[19]，如圖6所示。

圖6 充電模式切換框圖Fig.6 Diagram of charging-mode switching

充電裝置負(fù)載為超級電容，在切換瞬間，若輸出電壓因控制模式的變換而產(chǎn)生一定差異，會使得輸出電流瞬時增大，對負(fù)載及充電裝置產(chǎn)生不良影響。因此為避免因控制模式的切換導(dǎo)致輸出電流、電壓波動過大，將切換前電流PI調(diào)節(jié)器的輸出值作為切換后電壓PI調(diào)節(jié)器的積分初始值，將電壓PI調(diào)節(jié)器的輸出值作為切換后電流PI調(diào)節(jié)器的積分初始值，這樣在切換過程瞬間，控制模塊給出的指令能無縫對接上一時間段的控制輸出量，而后按照切換后的控制模式輸出，從而實現(xiàn)無縫切換。

此外，通過設(shè)置進出站標(biāo)志位及充電等待標(biāo)志位，能夠?qū)崿F(xiàn)上下行列車充電的各種工況，包括單行列車進站充電工況、上下行列車同時進站充電工況、越站工況等。上下行列車同時進站充電工況是指上(下)行列車正在充電過程中，下(上)行列車進站，此時，下(上)行列車處于等待狀態(tài)，當(dāng)上(下)行列車充電完成后，下(上)行列車再開始充電。越站工況，即列車進站后未做停留，直接出站。列車進站，啟動充電裝置，當(dāng)充電裝置檢測到列車出站信號時，立即停止充電，有效抑制了拉弧現(xiàn)象的發(fā)生。

3 參數(shù)設(shè)計及仿真實驗結(jié)果

3.1 斬波器模塊控制

根據(jù)實際需求，設(shè)計為系統(tǒng)整流模塊滿功率恒流充電時，交流側(cè)輸入充電電壓為AC 690 V；直流母線電壓為DC 1100 V；斬波器輸出充電電壓為DC0～900 V可調(diào)；輸出電流為0～1800 A可調(diào)。

3.2 仿真結(jié)果及分析

仿真中，整流模塊將網(wǎng)側(cè)690 V的交流電壓變換為1100 V的直流電壓，直流斬波模塊將1100 V的直流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)槌夒娙菪枰碾妷骸D7為充電裝置運行過程中網(wǎng)側(cè)輸入電壓、輸入電流及直流母線電壓波形。

圖7 網(wǎng)側(cè)輸入電壓和電流及直流母線電壓波形Fig.7 Waveforms of the input voltage and input current of the net, and the DC bus voltage

由圖7可知：充電裝置剛開始爬坡向超級電容充電時，直流側(cè)母線電壓由于功率的瞬時增大而被拉低；當(dāng)完成爬坡，充電裝置工作在恒流限壓充電模式時，直流側(cè)母線電壓一直穩(wěn)定在1100 V左右；但超級電容的電壓達到設(shè)定值時，充電裝置由恒流限壓工作模式轉(zhuǎn)換為恒壓工作模式，此時，直流側(cè)母線電壓由于能量慣性有一個小的起伏。整個充電過程中，網(wǎng)側(cè)輸入電壓穩(wěn)定在690 V左右，體現(xiàn)了PWM控制策略的有效性。

圖8 該整流器與12脈波整流器網(wǎng)側(cè)電流THDFig.8 The curengt THD of VSR and 12 pulse rectifier

圖8(a)為該充電裝置的網(wǎng)側(cè)電流THD，圖8(b)為相同網(wǎng)側(cè)電壓與負(fù)載情況下，12脈波整流器的網(wǎng)側(cè)電流THD?？煽闯鑫闹性O(shè)計的充電裝置運行產(chǎn)生的諧波污染為0.59%，低于軌道交通中常用的12脈波整流器所產(chǎn)生的諧波污染2.48%，因此考慮到有軌電車運行對電網(wǎng)其他負(fù)荷的影響，采用該套充電裝置的設(shè)計方案更為合適。

圖9 充電裝置輸出電壓及輸出電流波形Fig.9 Waveforms of the output voltage and output current

圖9為裝置的輸出電壓及輸出電流波形，可知：充電裝置剛開始爬坡向超級電容充電時，輸出電壓以一定的斜率緩慢增長；當(dāng)完成爬坡，充電裝置工作在恒流限壓充電模式時，輸出電壓以另一個斜率緩慢增長；當(dāng)超級電容的電壓達到設(shè)定值時，充電裝置由恒流限壓工作模式轉(zhuǎn)換為恒壓工作模式，此時，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值，輸出電流減小，直至為0。在由恒流限壓工作模式轉(zhuǎn)換為恒壓工作模式的瞬間，輸出電壓及輸出電流未出現(xiàn)大的尖峰，實現(xiàn)了2種充電模式的無縫切換。

3.3 實驗結(jié)果及分析

實驗中，采用與仿真數(shù)據(jù)相同，即整流模塊將網(wǎng)側(cè)690 V的交流電壓變換為1100 V的直流電壓，直流斬波模塊將1100 V的直流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)槌夒娙菪枰碾妷?。圖10為裝置的輸出電壓/輸出電流及輸出能量的波形。

圖10 充電裝置輸出電壓及輸出電流波形Fig.10 Waveforms of output voltage, current and energy

由圖10可知：實驗波形與理論分析相吻合，與仿真波形相一致，即充電裝置剛開始爬坡向超級電容充電時，輸出電壓以一定的斜率緩慢增長；當(dāng)完成爬坡，充電裝置工作在恒流限壓充電模式時，輸出電壓以另一個斜率緩慢增長；當(dāng)超級電容的電壓達到設(shè)定值時，充電裝置由恒流限壓工作模式轉(zhuǎn)換為恒壓工作模式，控制模式(恒流限壓充電方式及恒壓充電方式)轉(zhuǎn)換瞬間輸出電壓、輸出電流未出現(xiàn)較大的尖峰值。此時，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值，輸出電流減小，直至為0。

4 結(jié)語

文中針對有軌電車超級電容充電裝置采用傳統(tǒng)的多脈波整流技術(shù)存在的種種問題，提出了整流模塊采用PWM控制策略，直流斬波模塊通過改變其積分器的初始給定值，使得充電裝置能夠在恒流限壓充電模式與恒壓充電模式之間實現(xiàn)無縫切換。仿真結(jié)果與理論分析相吻合，實驗波形與仿真結(jié)果相一致，并且此控制方案已成功應(yīng)用于廣州有軌電車充電裝置系統(tǒng)中，運行穩(wěn)定，對推動現(xiàn)代有軌電車在各大城市的推廣建設(shè)具有一定的應(yīng)用價值。

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